5.5: Зсуви

Зсуви - це небажані рівні постійного струму, що з'являються на виході ланцюга. Якби операційні підсилювачі були ідеальними, не було б такого поняття, як зміщення. Незважаючи на те, що відповідність деталей дуже близька, коли виготовляються мікросхеми, деталі не будуть ідентичними. Одним з можливих прикладів є той факт, що транзистори, які використовуються для каскаду диференціального підсилювача, не матимуть однакових характеристик. Через це їх точки зміщення постійного струму трохи відрізняються. Ця різниця, або дисбаланс, посилюється іншими ступенями і в кінцевому підсумку буде виробляти постійну напругу на виході. Оскільки всі операційні підсилювачі трохи відрізняються, ви ніколи не знаєте, яким буде точний вихідний зміщення. Для вимірювальних додатків це зміщення створює невизначеність у показаннях. Наприклад, якщо вихід схеми вимірює 100 мВ, сигнал може становити 99 мВ з зміщенням 1 мВ. Це також може бути 101 мВ зі зміщенням -1mV. В інших додатках зміщення можуть завдати шкоди наступним етапам або навантаженням. Динамічні гучномовці і навушники - це два навантаження, які не повинні подаватися сигналами постійного струму. Це зменшить їх максимальну гучність і збільшить їх спотворення. Коротше кажучи, зміщення не бажані. Давайте подивимося, які причини і як ми можемо зменшити або усунути їх дію.

5.5.1: Джерела зміщення та компенсація

Для біполярних вхідних секцій основною причиною невідповідності вхідного струму є зміна бета-версії. Зміна напруги переходу базового випромінювача є основною причиною відхилення вхідної напруги. Для пристроїв з польовим ефектом зміна струму є набагато меншою проблемою, оскільки величина вхідного струму для початку дуже низька. На жаль, транзистори страждають від більших коливань вхідної напруги через невідповідність кривої транспровідності.

Як згадувалося у другій главі, вхідний струм в основи (або затвори, у випадку з FET) першого ступеня називається\(I_B\) вхідним струмом зміщення. В реальності це середнє значення двох вхідних струмів,\(I_{B+}\) і\(I_{B-}\). Величина їх різниці називається вхідним струмом зсуву,\(I_{OS}\) (деякі виробники використовують символ\(I_{IO}\)). Зверніть увагу, що фактичний напрямок\(I_B\) зазвичай не вказано, але зазвичай може бути визначено за принциповою схемою виробника. \(I_B\)надходить в операційний підсилювач, якщо пристрої введення є NPN, і з операційного підсилювача, якщо пристрої введення є PNP.

\[ I_B = \frac{I_{B+} + I_{B-}}{2} \nonumber \]

\[ I_{OS} = | I_{B+} − I_{B-} | \label{5.12} \]

Різниця напруг для вхідного каскаду називається вхідною напругою зміщення,\(V_{OS}\) (деякі виробники використовують символ\(V_{IO}\)). Це потенціал, необхідний між двома входами для нульового виходу, тобто для повторного вирівнювання виходу до 0 В постійного струму. Обидва\(I_{OS}\) і\(V_{OS}\) доступні на паспортах. Абсолютна величина цих зміщень, як правило, погіршується при перепадах температур. Таблиця\(\PageIndex{1}\) показує деякі типові значення. Зверніть увагу на низький\(I_{B}\) рівень і\(I_{OS}\) значення для входу FET 411.

Пристрій	\(I_B\)	\(I_{OS}\)	\(V_{OS}\)
5534	800 нА	10 нА	0,5 мВ
411	50 пА	25 пА	0,8 мВ
318	150 нА	30 нА	4 мВ
741	80 нА	20 нА	1 мВ

Таблиця\(\PageIndex{1}\)

Пам'ятайте, що ці числа є абсолютними, тому, коли\(I_{OS}\) вказано як 10 нА, це означає, що фактичне\(I_{OS}\) може бути десь між -10 нА і +10 нА. \(I_B\),\(I_{OS}\) і\(V_{OS}\) комбінувати з іншими елементами схеми для отримання вихідної напруги зміщення. Оскільки це лінійна схема, суперпозиція може використовуватися для окремого обчислення їх ефектів. \(\PageIndex{1}\)Буде використана модель на малюнку. \(R_i\)і\(R_f\) є стандартними компонентами зворотного зв'язку, і\(R_{off}\) називається компенсаційним резистором зміщення (в деяких випадках він може бути нульовим). Оскільки вхідний сигнал заземлений, ця модель дійсна як для інвертуючих, так і для неінвертуючих підсилювачів.

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Зсувна модель.

\(V_{OS}\)розглядається як невелика вхідна напруга і множиться на посилення шуму ланцюга, щоб знайти свій внесок у вихідне зміщення. Зсуви за своєю природою є постійним струмом, тому важливо використовувати коефіцієнт посилення шуму постійного струму. Отже, будь-які конденсатори, знайдені всередині контуру зворотного зв'язку, повинні бути математично «розкриті» для цього розрахунку (наприклад, при роботі зі схемами фільтрів, представленими в главі одинадцятої)

\[ V_{out−offset 1} = A_{noise} V_{OS} \label{5.13} \]

де

\[ A_{noise} = 1+ \frac{R_f}{R_i} = \frac{R_i+R_f}{R_i} \nonumber \]

\(I_B\)і\(I_{OS}\) проходять через вхідні та зворотні резистори для отримання їх вихідних внесків. Спочатку розглянемо ефект від\(I_{B+}\). Це створює напругу поперек\(R_{off}\). Потім ця напруга множиться на посилення шуму ланцюга, щоб отримати його частину вихідного зміщення.

\[ V_{out -offset 2} = I_{B+} R_{off} A_{noise} \label{5.14} \]

Для\(I_{B-}\), нагадаємо, що інвертуючий вхід знаходиться на віртуальній землі. Це означає, що напруга поперек\(R_i\) має дорівнювати нулю, а значить, струм через\(R_i\) повинен дорівнювати нулю. Отже, все\(I_{B-}\) протікає наскрізь\(R_f\). Це створює відносний негативний потенціал на виході.

\[ V_{out -offset 3} = −I_{B-} R_f \label{5.15} \]

Отже, комбінація вхідних ефектів струму зміщення:

\[ V_{out -offset(I_B)} = | I_{B+} R_{off} A_{noise} − I_{B-} R_f | \label{5.16} \]

Розширення цього виробляє

\[ V_{out -offset(I_B)} = I_{B+} R_{off} \frac{R_i+R_f}{R_i} − I_{B-} R_f \nonumber \]

\[ V_{out -offset(I_B)} = \left( I_{B+} R_{off} \frac{R_i+R_f}{R_i R_f} −I_{B-}\right) R_f \nonumber \]

Відзначивши правило продукт-сума для комбінації\(R_i\) резисторів\(R_f\), це може бути додатково спрощено до

\[ V_{out -offset(I_B)} = \left(\frac{I_{B+} R_{off}}{R_i || R_f} −I_{B-}\right) R_f \label{5.17} \]

Якщо\(R_{off}\) встановлено рівне\(R_i || R_f\), це зводиться до:

\[ V_{out -offset(I_B)} = (I_{B+} − I_{B-} )R_f \nonumber \]

За визначенням,

\[ I_{OS} = | I_{B+} − I_{B-} | \nonumber \]

тому ми нарешті приходимо до

\[ V_{out−offset(I_B)} = I_{OS} R_f \label{5.18} \]

Якщо це можливо,\(R_{off}\) слід встановити значення\(R_i || R_f\). Це різко зменшує вплив вхідного струму зміщення. Відзначимо, що значення\(R_{off}\) керуючого джерела включає внутрішній опір. Якщо\(R_i || R_f = 2 k\Omega\) і опір рушійного джерела дорівнює 100\(\Omega\), то необхідне значення опору становило б 1,9 к\(\Omega\). Якщо установка\(R_{off}\) на оптимальне значення неможлива, можна хоча б зменшити ефект за\(I_B\) допомогою часткового значення. Також зверніть увагу, що можна визначити полярність зміщення, викликаного\(I_{B+}\) і\(I_{B-}\) (Equation\ ref {5.17}), якщо відомі фактичні струми і тип пристрою, що використовується в каскаді диференційного підсилювача. Схема малюнка\(\PageIndex{1}\) передбачає, що використовуються пристрої NPN, отже струми витягуються як надходять в операційний підсилювач. Пристрої введення PNP видавали б протилежну полярність. Зазвичай, однак, ми не маємо точних значень для\(I_{B+}\) і\(I_{B-}\), таким чином, можемо обчислити лише найгіршу величину.

Для отримання кінцевого результату ми можемо комбінувати наші компоненти:

\[ V_{out−offset} = V_{OS} A_{noise} + I_{OS} R_f \label{5.19} \]

якщо\(R_{off} = R_i || R_f \), і

\[ V_{out−offset} = V_{OS} A_{noise} +|I_{B+} R_{off} A_{noise} – I_{B} R_f| \label{5.20} \]

якщо\(R_{off} ≠ R_i || R_f \).

Існує один особливий випадок, пов'язаний з вибором Роффа, і це стосується послідовника напруги. Зазвичай для послідовника,\(R_f = 0 \Omega\). Що робити, якщо опір джерела водіння, можливо, дорівнює 0\(\Omega\)? Розрахунок\(R_{off}\) вимагатиме 0\(\Omega\), а отже,\(\Omega\) резистор -50 для компенсації опору джерела. Це, звичайно, неможливо! Щоб компенсувати 50\(\Omega\) джерела, використовуйте 50\(\Omega\) для\(R_f\). Коефіцієнт посилення ланцюга все одно буде одиницею, але тепер\(I_B\) буде компенсований. Це показано на малюнку\(\PageIndex{2}\).

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Компенсація зсуву для послідовника.

Приклад\(\PageIndex{1}\)

Визначте типову вихідну напругу зміщення для схеми малюнка\(R_{off}\),\(\PageIndex{3}\) якщо дорівнює 0\(\Omega\). Потім визначте оптимальний розмір для\(R_{off}\) і розрахуйте новий зсув.

З техпаспорта для 5534 знаходимо\(V_{OS} = 0.5 mV\),\(I_{OS} = 10 nA\), і\(I_B = 800 nA\). Тому що це наближення, припустимо\(I_{B+} = I_{B-} = I_{B}\).

\[ A_{noise} = 1+ \frac{R_f}{R_i} \nonumber \]

\[ A_{noise} = 1+ \frac{10 k}{1 k} \nonumber \]

\[ A_{noise} = 11 \nonumber \]

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{1}\).

\[ V_{out -offset} = V_{OS} A_{noise} + |I_{B+} R_{off} A_{noise} − I_{B-} R_f| \nonumber \]

\[ V_{out -offset} = 0.5mV\times 11+|800 nA\times 0\times 11−800 n A\times 10 k| \nonumber \]

\[ V_{out -offset} = 5.5mV+8mV \nonumber \]

\[ V_{out -offset} =13.5 mV \nonumber \]

Пам'ятайте, це величина зсуву, вона може бути де завгодно в межах\(\pm\) 13,5 мВ. Може бути гірше, якщо це не типовий пристрій. Тепер знаходимо оптимальний зміщений компенсуючий резистор:

\[ R_{off} = R_i || R_f \nonumber \]

\[ R_{off} = 1 k || 10 k \nonumber \]

\[ R_{off} = 909 \Omega \nonumber \]

У цьому випадку рівняння зсуву зменшується до

\[ V_{out−offset} = V_{OS} A_{noise} + I_{OS} R_f \nonumber \]

\[ V_{out−offset} = 0.5mV\times 11+10 nA\times 10 k \nonumber \]

\[ V_{out−offset} = 5.5mV+100\mu V \nonumber \]

\[ V_{out−offset} = 5.6mV \nonumber \]

При\(R_{off}\) додаванні вихідна напруга зсуву зменшується більш ніж вдвічі. Це може змусити вас думати, що завжди розумно додати\(R_{off}\). Такого немає. Є два рази, коли ви можете віддати перевагу залишити його поза увагою: 1) для оптимізації шумових характеристик, як ми побачимо незабаром, і 2) при використанні вхідних підсилювачів FET. Пристрої введення FET мають дуже малі вхідні струми зміщення та зміщення для початку, тому їх ефект незначний при використанні типових значень резистора.

Приклад\(\PageIndex{2}\)

Схема малюнка\(\PageIndex{4}\) використовується як частина вимірювальної системи. Припускаючи, що вхідний сигнал постійного струму становить 3 мВ, скільки невизначеності зазвичай існує у вихідній напрузі?

Бажаний вихід з підсилювача

\[ V_{out} = A_v V_{in} \nonumber \]

\[ V_{out} = − \frac{R_f}{R_i} V_{in} \nonumber \]

\[ V_{out} = − \frac{20 k}{5 k} 3 mV \nonumber \]

\[ V_{out} = −12 mV \nonumber \]

Типовими специфікаціями для 411 є\(V_{OS} = 0.8 mV\)\(I_{OS} = 25 pA\),\(I_B = 50 pA\)

\[ A_{noise} = 1+ \frac{R_f}{R_i} \nonumber \]

\[ A_{noise} = 1+ \frac{20 k}{5 k} \nonumber \]

\[ A_{noise} = 5 \nonumber \]

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{2}\).

\[ V_{out -offset} = V_{OS} A_{noise} +|I_{B+} R_{off} A_{noise} − I_{B-}R_f| \nonumber \]

\[ V_{out -offset} = 0.8mV\times 5+| 50 pA\times 0\times 11−50 pA\times 20 k | \nonumber \]

\[ V_{out -offset} = 4 mV+1\mu V \nonumber \]

\[ V_{out -offset} = 4 mV \nonumber \]

Вихід може варіюватися на цілих\(\pm\) 4 мВ. Оскільки це система вимірювання постійного струму, результати руйнівні. Вихід може бути в будь-якому місці від -12 мВ - 4 мВ = -16 мВ, до -12 мВ + 4 мВ = -8 мВ. Це розкид 2:1, і це викликано виключно операційним підсилювачем. Зверніть увагу, що додавання мало\(R_{off}\) б ефекту тут. Оскільки 411 використовує вхід FET, його\(I_B\) внесок становить лише 1\(\mu\) В.

Отже, тоді, як ви тримаєте вихідні зсуви до мінімуму? Перш за все, переконайтеся, що обраний операційний підсилювач має низькі\(I_{OS}\) та\(V_{OS}\) рейтинги. По-друге, використовуйте резистор компенсації зміщення,\(R_{off}\). По-третє, тримайте опори ланцюга якомога нижче. Нарешті, якщо вихідний зміщення все ще занадто великий, його можна зменшити, вручну обнуливши ланцюг.

Нулювання передбачає підсумовування невеликого сигналу, протилежного полярності існуючому зміщенню. Роблячи це, новий сигнал повністю скасує зміщення і на виході покаже 0 В постійного струму. Це набагато простіше, ніж здається. Більшість операційних підсилювачів мають з'єднання для нульових ланцюгів. Вони вказані виробником і зазвичай складаються з одного потенціометра і, можливо, одного або двох резисторів. Приклад нульового з'єднання показаний на малюнку\(\PageIndex{5}\). Зазвичай потенціометр - це багатооборотний тип обробки, щоб забезпечити точне регулювання. Щоб знулити ланцюг, технік контролює вихід дуже чутливим вольтметром постійного струму. Вхід заземлений (або, можливо, прив'язаний до землі через резистор, рівний опору ведучого джерела, якщо воно велике). Потім потенціометр регулюється до тих пір, поки лічильник не зчитує нуль.

Малюнок\(\PageIndex{5}\): Типове нульоване з'єднання.

Недоліком цієї процедури є те, що вона вимагає від когось (або, можливо, якоїсь речі) виконати обнулення. Також агрегат зажадає періодичного регулювання для компенсації старіння і впливу навколишнього середовища.

Комп'ютерне моделювання

Як зазначалося, дуже важливо відповідати вхідним резисторам, щоб зберегти низькі зсуви. Це видно наочно на моделюванні, показаному на малюнку\(\PageIndex{6}\). Тут моделюється неінвертуючий підсилювач напруги за допомогою 741. Для того, щоб зосередитись на ефекті зміщення струму, внесок\(V_{OS}\) залишається невеликим, зберігаючи низький коефіцієнт посилення напруги. Моделювання виконується двічі для операційної точки постійного струму. У разі, коли опори узгоджені, вихідна напруга постійного струму менше 1 мВ. Для\(R_{off}\) неперевершеного випадку встановлюється частка Ома. Отримане вихідна напруга постійного струму набагато більше приблизно на рівні 17 мВ. Варто відзначити, що це приблизно дорівнює\(I_{bias}\) раз\(R_f\) (80 нА раз 200 к\(\Omega\)). Це моделювання також вказує на погану продуктивність, спричинену надмірно великими значеннями резисторів. Якщо моделювання буде повторно запущено з резисторами, зменшеними за розміром, зміщення буде зменшено.

Малюнок\(\PageIndex{6a}\): Схема Multisim для моделювання зсуву.

Малюнок\(\PageIndex{6b}\): Результати зі зміщенням резистора.

Малюнок\(\PageIndex{6c}\): Результати без зміщення резистора.