10.4: ПРЕДСТАВНИЦЬКІ ІНТЕГРОВАНІ ОПЕРАЦІЙНІ ПІДСИЛЮВАЧІ

Ряд виробників напівпровідників в даний час пропонують різноманітні операційні підсилювачі з інтегрованою схемою. Хоча вичерпне вивчення доступних підсилювачів виходить за рамки цієї книги, експертиза декількох представницьких конструкцій демонструє деякі можливі варіації основної топології, описаної в розділах 8 і 9, і служить корисною прелюдією до матеріалу про додатки.

Слід згадати, що більшість описаних схем досить популярні для побудови, часто з незначними модифікаціями, рядом виробників. Ці конструкції «другого джерела» зазвичай зберігають позначення, яке підтримує асоціацію з оригіналом. Ще одним фактором, який сприяє поширенню номерів деталей, є те, що більшість виробників ділять свої виробничі цикли на дві-три категорії на основі вимірюваних параметрів, таких як вхідний струм зміщення та напруга зсуву, а також діапазону температур, протягом якого гарантовані технічні характеристики. Наприклад, National Semiconductor використовує серії 100, 200 та 300, щоб визначити, чи відповідають військові, проміжні або комерційні характеристики діапазону температур, тоді як Fairchild в даний час суфікси A C для позначення комерційних пристроїв діапазону температур.

Ми повинні зауважити, що жодна гарантія низької продуктивності не мається на увазі, коли використовуються менш чудово зазначені пристрої. Оскільки всі пристрої в одному сімействі виготовляються за ідентичним процесом і оскільки врожайність постійно поліпшується, логічний висновок полягає в тому, що багато комерційно обумовлені пристрої насправді повинні відповідати військовим специфікаціям. Ці міркування в поєднанні з драматичною перевагою у вартості (порядок коефіцієнта трьох) припускають використання комерційних пристроїв у всіх, крім найвимогливіших додатків.

і операційні підсилювачі LM101A

Операційний підсилювач LM101 (R. J Widlar, «Новий монолітний операційний підсилювач дизайн», Національна корпорація Semicon ductor, Технічний папір TP-2, червень 1967 р.) займає важливе місце в історії підсилювачів інтегральної схеми, оскільки це була перша конструкція, яка використовувала двоступеневу топологію комбінованої з незначним зворотним зв'язком для компенсації. Його перевага була такою, що вона стимулювала різноманітні конкуруючі конструкції, а також виступала родоначальником кількох більш просунутих підсилювачів National Semiconductor. Цей підсилювач обидва пропорційні зворотному коефіцієнту модуляції базової ширини і, таким чином, порівнянні за величиною.

Малюнок 10.17 Принципова схема ЛМ101.

Принципова схема підсилювача показана на малюнку 10.17, а технічні характеристики включені в таблицю 10.1. (Визначення деяких із зазначених величин наведені в главі 11.) Як і у випадку з дискретно-компонентним підсилювачем, описаним в останньому розділі, спочатку необхідно визначити функції різних транзисторів, з акцентом на транзистори в шляху посилення. Транзистори\(Q_1\) через\(Q_4\) утворюють диференціальне вхідне з'єднання, як описано в останньому розділі. \(Q_5\)Наскрізна\(Q_7\) тріада - це струм-ретранслятор навантаження для диференціального каскаду. \(Q_8\)Транзистори і\(Q_9\) підключені як емітерний послідовник, що керує високим коефіцієнтом посилення напруги загального емітера. Підвищення напруги першого і другого ступенів

Таблиця 10.1 Технічні характеристики LM101: Електричні характеристики

Параметр	Стан	Хв	Тип	Макс	Одиниці
Вхідна напруга зсуву	\(T_A = 25^{\circ} C, R_S \le 10 k \Omega\)		1.0	5.0	мВ
Вхідний струм зсуву	\(T_A = 25^{\circ} C\)		40	200	нА
Вхідний струм зміщення	\(T_A = 25^{\circ} C\)		120	500	нА
Вхідний опір	\ (T_A = 25^ {\ коло} С	300	800		\(k\Omega\)
Струм живлення	\(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 20\ V\)		1.8	3.0	мА
Посилення напруги великого сигналу	\(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 15\ V\) \(V_{\text{out}} = \pm 10V, R_L \ge 2\ k\Omega\)	50	160		В/мВ
Вхідна напруга зсуву	\(R_S \le 10\ k\Omega\)			6.0	мВ
Середня температура	\(R_S \le 50\ \Omega\)		3.0		\(\mu V/^{\circ} C\)
коефіцієнт введення
напруга зсуву	\(R_S \le 10\ k\Omega\)		6.0		\(\mu V/^{\circ} C\)
Вхідний струм зсуву	\(T_A = +125^{\circ} C\)		10	200	нА
	\(T_A = - 55^{\circ} C\)		100	500	нА
Вхідний струм зміщення	\(T_A = - 55^{\circ} C\)		0,28	1.5	\(\mu A\)
Струм живлення	\(T_A = +125^{\circ} C, V_S = \pm 20\ V\)		1.2	2.5	мА
Посилення напруги великого сигналу	\(V_S = \pm 15\ V, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\) \(R_L \ge 2\ k\Omega\)	25			В/мВ
Гойдалки вихідної напруги	\(V_S = \pm 15\ V, R_L = 10\ k\Omega\)	\(\pm 12\)	\(\pm 14\)		V
	\(R_L = 2\ k \Omega\)	\(\pm 10\)	\(\pm 13\)		V
Діапазон вхідної напруги	\(V_S = \pm 15\ V\)	\(\pm 12\)			V
Коефіцієнт відхилення синфазного режиму	\(R_S \le 10 \ k\Omega\)	70	90		дБ
Коефіцієнт відхилення напруги живлення	\(R_S \le 10 \ k\Omega\)	70	90		дБ

Додаткове підключення Дарлінгтона\(Q_{16}\) і\(Q_{17}\) подає негативний вихідний струм. Використання цього з'єднання збільшує низький коефіцієнт посилення бічного ПНП. (Нагадаємо, що цей підсилювач був виготовлений, коли очікувалося посилення струму від 5 до 10 від бічних транзисторів PNP.) Хоча вертикальний транзистор PNP міг бути використаний на вихідному каскаді, дизайнер 101 обрав додатковий Дарлінгтон, оскільки він зменшив загальну площу мікросхеми (цікаво відзначити, що розмір чіпа LMI0I становить 0,045 дюймовий квадрат, менше, ніж у багатьох одиночних транзисторів.), і оскільки обробка була спрощений.

Позитивний вихідний струм подається шляхом\(Q_{14}\). Шляхи посилення від колектора\(Q_9\) до емітера\(Q_{14}\) включає транзистор\(Q_{11}\), інший бічний PNP. Цей пристрій відповідає коефіцієнту посилення струму від колектора\(Q_9\) до виходу для позитивних вихідних коливань з коефіцієнтом посилення для негативних коливань на виході. Розміщуючи джерело струму\(Q_{13}\) в ланцюзі випромінювача\(Q_{11}\), це джерело струму забезпечує зміщення, а\(Q_{11}\) також навантаження високого опору для\(Q_9\). Підключений до діода транзистор\(Q_{12}\) включений у вихідний ланцюг для зменшення перехресних спотворень.

Малюнок 10.18 Схема зміщення LM101.

Робота схеми зміщення для LM101 залежить від досягнення рівних коефіцієнтів посилення струму від певних бічних транзисторів PNP. Цей підхід використовувався, оскільки, хоча низькі, непередбачувані прибутки характеризували бічні PNP епохи, продуктивність була дуже рівномірною від пристрою до пристрою на одному чіпі. Транзистори, які використовуються для зсуву, показані на малюнку 10.18. Шлейф, що містить транзистори\(Q_{18}\)\(Q_{19}\), і\(Q_{20}\) управляє\(I_{C20}\) так, що\(I_{C20} \simeq V_{BE18}/R_9 \simeq 60\ \mu A\).

Високоцінний резистор\(R_1\), що входить в цю схему, являє собою колекторний FET. Характеристики цього резистора роблять подається ним струм відносно незалежним від напруги живлення. Базовий струм\(Q_{20}\) повторюється тран-систорами\(Q_{21}\)\(Q_{22}\) і прикладається до загального базового з'єднання\(Q_3\) і\(Q_4\). Якби площі\(Q_{21}\)\(Q_{22}\) і струм посилення\(Q_3\)\(Q_4\), і\(Q_{20}\) були рівні, загальний струм колектора першого ступеня\(I_{C3} + I_{C4}\), був би дорівнює\(I_{C20}\). Площа фактично зроблена більше, ніж у\(Q_{22}\) так, що кожен вхідний транзистор працює при спокійному колекторному струмі\(10\ \mu A\).\(Q_{21}\)

Зміщення для транзисторів\(Q_9\) включає транзистори\(Q_{11}\)\(Q_{13}\),\(Q_{19}\),, і\(Q_{20}\). Припускаючи високий виграш від\(Q_{19}\),

\[I_{C9} = \dfrac{I_{C20} (\beta_{20} + 1)}{\beta_{20}} \dfrac{\beta_{13}}{(1 + \beta_{11})} \nonumber \]

При цьому\(I_{C9} = I_{C20}\) за рівні ПНП виграє.

Фактична схема (рис. 10.17) показує, що колектори\(Q_7\) і\(Q_8\) з'єднані паралельно з таким\(Q_{19}\). Це не суттєво змінює opera tion з тих пір\(I_{C19} \gg I_{C7} \simeq I_{C8}\), і дозволяє меншу геометрію чіп з тих пір\(Q_7\)\(Q_8\), і всі вони\(Q_{19}\) можуть бути розташовані в тій же ізоляції дифузії.

Позитивний вихідний струм обмежується транзистором\(Q_{15}\) (рис. 10.17), коли напруга поперек\(R_8\) стає приблизно 0,6 вольт. Межа негативного струму

більше бере участь. Коли напруга\(R_7\) досягає приблизно 1,2 вольт, колектор-базовий перехід\(Q_{15}\) стає вперед зміщеним, а подальше збільшення вихідного струму подається Qu,. Оскільки цей бічний PNP має низький коефіцієнт посилення, струм емітера значно\(Q_9\) збільшується при досягненні граничного значення вихідного струму. Струм випромінювача\(Q_9\) протікає через\(R_5\), і коли падіння через цей резистор досягає 0,6 вольт, транзистор\(Q_{10}\) обмежує базовий привід для\(Q_8\), запобігаючи подальше збільшення вихідного струму.

Існує дві причини цієї незвичайної обмежувальної схеми. По-перше, особливості бічного ПНП\(Q_{16}\) роблять вигідним наявність відносно високого опору між емітером цього транзистора і виходом схеми для забезпечення стабільності при ємнісних навантаженнях. По-друге, ця межа також захищає,\(Q_9\) якщо його колектор затиснутий до якогось рівня напруги. Таке затискання, застосоване до точки 8, може використовуватися для обмеження вихідної напруги підсилювача.

Підсилювач може бути збалансований, щоб зменшити вхідну напругу зміщення, підключивши високоцінний резистор (як правило,\(20\ M\Omega\) до\(100\ M\Omega\)) з точки 5 або точки 1 до землі. Цей тип балансування призводить до мінімального дрейфу напруги від вхідних транзисторів.

Компенсаційний зворотний зв'язок незначного контуру навколо ділянки з високим коефіцієнтом посилення застосовується між точками 1 до 8. \(300-\Omega\)Резистор в цій схемі забезпечує нуль на частоті приблизно на одну декаду вище частоти одиниці посилення підсилювача, коли конденсатор використовується для компенсації. Позитивний зсув фаз, пов'язаний з цим нулем, покращує стабільність підсилювача.

Вимірювання, проведені на підсилювачі, показують, що транспровідність від вхідних\(Q_8\) клем до основи приблизно\(2 \times 10^{-4}\) mho так, що функція передачі разомкнутого контуру підсилювача на частотах, що цікавлять\(2 \times 10^{-4}/Y_c\), приблизно, де\(Y_c\) передача короткого замикання допуску компенсуючої мережі, визначеної в розділі 9.2.3. Це значення транспровідності узгоджується з чотирма послідовно з'єднаними вхідними транзисторами,\(10\ \mu A\) що працюють при струмі спокою. Транспровідність до будь-якого виходу диференціальної пари дорівнює\(qI_C/4kT \simeq 10^{-4}\text{ mho}\), і це значення подвоюється навантаженням струму-ретранслятора, використовуваної для вхідного каскаду. У той час як компенсуюча мережа дійсно навантажує високоімпедансний вузол на колекторі\(Q_9\), таке навантаження зазвичай незначне.

Функція передачі розімкнутого контуру, включена в специфікації, показує, що підсилювач має однополюсний відгук з частотою одиничного посилення приблизно 1 МГц при компенсації\(30-pF\) конденсатором. Цей результат також можна отримати з аналітичного виразу, наведеного вище. Динаміка підсилювача, відмінна від тих, які є результатом внутрішнього контуру обмежують частоту кросовера петель за допомогою цього підсилювача між 1 і 2 МГц. Зсув фаз, що призводить до нестабільності для більш високих частот кросовера, виникає в першу чергу від бічних транзисторів PNP на вхідному каскаді.

Малюнок 10.19 Принципова схема LM101A.

Еволюційні модифікації змінили підсилювач LM101 на LM101A, показаний на малюнку 10.19, і цей підсилювач (на момент написання статті) все ще є стандартом, з яким порівнюються всі інші інтегровані операційні підсилювачі загального призначення загального призначення. Відмінності відображають насамперед підвищену продуктивність компонентів, доступних на момент розробки LM101A. Кращі допуски узгодження зменшили максимальну вхідну напругу зсуву до\(2\ mV\) ат\(25^{\circ} C\) та покращили коефіцієнт відхилення синфазного режиму та відхилення джерела живлення скромно. Покращений коефіцієнт посилення вхідного транзисторного струму та модифікована схема зміщення зменшили максимальний вхідний струм зміщення\(-55^{\circ} C\) в повному діапазоні\(+ 125^{\circ} C\) температур до\(100\ nA\) і зменшили типовий струм зсуву кімнатної температури до\(1.5\ nA\).

Детальне обговорення схеми зміщення LM101A (транзистори\(Q_{18}\)\(Q_{22}\) через на рис. 10.19) виходить за рамки книги. (R. J Widlar, «I C. Op Amp з поліпшеними вхідними характеристиками струму», EEE, стор. 38-41, грудень 1968 р.) Його найважливішою функціональною характеристикою є те, що струм спокою колектора вхідного каскаду зроблений пропорційним абсолютній температурі. В результаті транспровідність вхідного каскаду (що безпосередньо впливає на компенсовану функцію передачі підсилювача з розімкнутим контуром) робиться практично незалежною від температури. Допоміжною перевагою є те, що зміна струму тихого цента з температурою частково компенсує зміну коефіцієнта посилення струму вхідних транзисторів так, що температурна залежність вхідного струму зміщення зменшується. Модифікована схема зміщення стала практичною, оскільки покращена стабільність посилення бічного PNP з контрольованим коефіцієнтом посилення, що використовується в LM101A, усунула вимогу до схеми зміщення для компенсації грубих змін у бічному коефіцієнті посилення PNP.

Ми отримаємо більшу оцінку за універсальність LM101A, особливо щодо контролю його динаміки, що надається різними видами компенсації, у розділі 13.

Таблиця 10.2\(\mu A 776\) технічні характеристики:\(\pm 15\) Вольт Робота для 776; Електричні характеристики (\(T_A\)є\(25^{\circ} C\), якщо не вказано інше)

		\(I_{SET} = 1.5\ \mu A\)			\(I_{SET} = 15\ \mu A\)
Параметр	Умови	Хв	Тип	Макс	Хв	Тип	Макс	Одиниці
Вхідна напруга зсуву	\(R_S \le 10\ k\Omega\)		2.0	5.0		2.0	5.0	\(mV\)
Вхідний струм зсуву			0.7	3.0		2.0	15	\(nA\)
Вхідний струм зміщення			2.0	7.5		15	50	\(nA\)
Вхідний опір			50			5.0		\(M\Omega\)
Вхідна ємність			2.0			2.0		\(pF\)
Діапазон регулювання напруги зміщення			9.0			18		\(mV\)
Посилення напруги великого сигналу	\(R_L \ge 75\ k\Omega, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\)	200	400					\(V/mV\)
	\(R_L \ge 5\ k\Omega, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\)				100	400		\(V/mV\)
Вихідний опір			5.0			1.0		\(k\Omega\)
Вихідний струм короткого замикання			3.0			12		\(mA\)
Струм живлення			20	25		160	180	\(\mu A\)
Споживана потужність				0,75			5.4	\(mW\)
Перехідний час відгуку Підйом (посилення єдності)	\(V_{in} = 20\ mV, R_L \ge 5\ k\Omega\), \(C_L = 100\ pF\)		1.6			0,35		\(\mu S\)
Перенажати			0			10		%
Швидкість вбиву	\(R_L \ge 5\ k\Omega\)		0.1			0.8		\(V/\mu S\)
Гойдалки вихідної напруги	\(R_L \ge 75 \ k\Omega\)	\(\pm 12\)	\(\pm 14\)					\(V\)
	\(R_L \ge 5 \ k\Omega\)				\(\pm 10\)	\(\pm 13\)		\(V\)
Застосовуються наступні технічні характеристики:\(-55^{\circ} C \le T_A \le + 125^{\circ} C\)
Вхідна напруга зсуву	\(R_S \le 10 \ k\Omega\)			6.0			6.0	\(mV\)
Вхідний струм зсуву	\(T_A = + 125^{\circ} C\)			5.0			15	\(nA\)
	\(T_A = -55^{\circ} C\)			10			40	\(nA\)
Вхідний струм зміщення	\(T_A = + 125^{\circ} C\)			7.5			50	\(nA\)
	\(T_A = - 55^{\circ} C\)			20			120	\(nA\)
Діапазон вхідної напруги		\(\pm 10\)			\(\pm 10\)			\(V\)
Коефіцієнт відхилення синфазного режиму	\(R_S \le 10\ k\Omega\)	70	90		70	90		\(dB\)
Коефіцієнт відхилення напруги живлення	\(R_S \le 10\ k\Omega\)		25	150		25	150	\(\mu V/V\)
Велике коливання напруги сигналу	\(R_L \ge 75 \ge 75 \ k\Omega\),\(V_{\text{out}} = \pm 10\ V\)	100			75			\(V/mV\)
Гойдалки вихідної напруги	\(R_L \ge 75 \ge 75 \ k\Omega\)	\(\pm 10\)			\(\pm 10\)			\(V\)
Струм живлення				30			200	\( mA\)
Споживана потужність				0.9			6.0	\(mW\)

\(\mu A776\)операційний підсилювач

Схема LM101A, описана в попередньому розділі, може бути адаптована для використання в різних додатках за вибором компенсації. Цікавий альтернативний спосіб модифікації продуктивності підсилювача шляхом зміни його спокійних робочих струмів використовується в\(\mu A776\) операційному підсилювачі. Деякі компроміси, які виникають внаслідок спокійних змін струму, були розглянуті в розділі 9.3.3, і ми нагадуємо, що нижчі робочі струми компрометують смугу пропускання в обмін на зменшення вхідного струму зміщення та енергоспоживання.

Малюнок 10.20\(\mu A 776\) принципова схема.

Принципова схема цього підсилювача показана на малюнку 10.20, з технічними характеристиками, вказаними в таблиці 10.2. Кілька топологічних подібностей між цим підсилювачем і LM101 очевидні. Транзистори\(Q_1\) через\(Q_6\) утворюють струм-ретранслятор навантажений диференціальний вхідний каскад. \(Q_7\)Транзистори та Q9 - це комбінація загального емітера випромінювач-послідовник, завантажена джерелом струму\(Q_{12}\). Підключені діодом\(Q_{21}\) транзистори і\(Q_{22}\) вперед зміщення\(Q_{10}-Q_{11}\) додаткової вихідної пари. Конденсатор\(C_1\) компенсує підсилювач.

Унікальною особливістю цього\(\mu A776\) є те, що всі спокійні робочі струми посилаються на струм, позначений\(I_{SET}\) на принциповій схемі за допомогою серії повторювачів струму. Таким чином, зміна цього встановленого струму викликає пропорційні зміни всіх струмів спокою і масштабує поточно-залежні параметри підсилювача.

Струм\(Q_{19}\) колектора пропорційний встановленому струму через\(Q_{16}-Q_{18}-Q_{19}\) підключення. Різниця між цим струмом і струмом колектора\(Q_{15}\) подається на загально-базове з'єднання\(Q_3-Q_4\) пари. Струм колектора\(Q_{15}\) пропорційний сумарному тихому центу робочого струму диференціального вхідного каскаду, так як\(Q_{14}\) і\(Q_{15}\) утворюють ретранслятор струму на суму струмів колектора\(Q_1\) і\(Q_2\). Отриманий негативний контур зворотного зв'язку стабілізує спокій диференціально-ступінчастий струм. Геометрії різних транзисторів такі, що струми колектора quies центів\(Q_1, Q_2, Q_3\), і\(Q_4\) кожен приблизно дорівнює\(I_{SET}\).

Підсилювач можна врівноважити, змінюючи відносні значення емітерних резисторів пари\(Q_5-Q_6\) струм-ретранслятор через зовнішній потенціометр. Хоча цей метод балансу не вирівнює напруги бази до випромінювача\(Q_5-Q_6\) пари, будь-яке збільшення дрейфу є мінімальним через відмінну відповідність компонентів першого ступеня. Перевага полягає в тому, що зовнішні клеми балансу підключаються до точок ланцюга з низьким імпедансом, що робить підсилювач менш сприйнятливим до зовнішніх шумів.

Однією з цілей проектування\(\mu A776\) було зробити динамічні діапазони вхідної та вихідної напруги близькими до напруги живлення, щоб робота низької напруги стала практичною. Для цього вертикальний PNP\(Q_7\) використовується як частина випромінювача етапу з високим коефіцієнтом посилення. Спокійна напруга в базі приблизно\(Q_7\) така ж, як і напруга на базі\(Q_9\) (один діодний потенціал вище негативної напруги живлення), оскільки напруга бази до емітера\(Q_7\) і пряма напруга підключеного до діода транзистора Qs можна порівняти. (Джерела струму\(Q_{13}\) і\(Q_{20}\) ухил\(Q_7\) і\(Q_8\).) Оскільки робочий потенціал\(Q_7\) близький до негативного живлення, вхідний каскад залишається лінійним для синфазних напруг в межах приблизно 1,5 вольт від негативного джерела живлення.

Транзистор\(Q_{21}\) - це модифікований діодно-підключений транзистор, який у поєднанні з\(Q_{22}\) зменшує спотворення кросовера вихідного каскаду. При низьких заданих рівнях струму (в результаті чого відповідно низькі струми колектора для\(Q_9\) і\(Q_{12}\)) падіння\(R_3\) поперек незначне, а потенціал, застосований між базами\(Q_{10}\) і\(Q_{11}\) дорівнює сумі напруг база-емітер\(Q_{21}\) і\(Q_{22}\). При більш високих встановлених струмах падіння напруги\(R_3\) знижує співвідношення струму спокою вихідного ступеня до струму спокою\(Q_9\) як допоміжний засіб для підтримки низького енергоспоживання.

Вертикальний транзистор PNP використовується в додатковому вихідному каскаді, і цей етап, у поєднанні з його драйвером (\(Q_9\)і\(Q_{12}\)), дозволяє динамічний діапазон вихідної напруги в межах приблизно одного вольта джерел живлення при малих вихідних струмах. Обмеження струму ідентичне тому, яке використовується в дискретно-компонентному підсилювачі, описаному в главі 9.

Можливість зміни робочих струмів піддається досить цікавим додаткам. Наприклад, робота з вхідними струмами зміщення в області пікоампера та енергоспоживанням на рівні нановат можлива при відповідному низькому встановленому струмі, якщо допустима низька пропускна здатність. Підсилювач також може бути ефективно перетворений в обрив ланцюга на його вхідних і вихідних клемах, зробивши встановлений струм нуль, і, таким чином, може бути використаний як аналоговий перемикач. Оскільки одинична частота посилення для цього підсилювача є\(g_m/(2 \times 30\ pF)\) де\(g_m\), є (передбачається рівною) транспровідність транзисторів\(Q_1\) через\(Q_4\), зміни робочого струму призводять до прямо пропорційних змін частоти одиниці посилення.

Цей підсилювач за своєю суттю є малопотужним пристроєм, навіть при скромних заданих рівнях струму. Наприклад, багато технічних характеристик для\(\mu A776\) роботи при заданому\(10\ \mu A\) струмі порівнянні з характеристиками LM101A при компенсації\(30-pF\) конденсатором. Однак споживана потужність приблизно\(3\ mW\) при цьому встановленому струмі (припускаючи роботу від 15-вольтових джерел), тоді як LM101A є\(50\ mW\).\(\mu A776\) Різниця відображає той факт, що робочі струми другого і вихідного каскадів можна порівняти з такими першого ступеня в\(\mu A776\), тоді як більш високі відносні струми використовуються в LM101A. Одна з причин того, що ця різниця можлива, полягає в тому, що швидкість обертання\(\mu A776\) обмежується його фіксованим,\(30-pF\) компенсуючим конденсатором. Більш високий струм другого ступеня необхідний в LM101A, щоб забезпечити більш високі швидкості обертання при використанні змінних компенсуючих мереж.

Таблиця 10.3 Технічні характеристики LM108: Електричні характеристики

Параметр	Умови	Хв	Тип	Макс	Одиниці
Вхідна напруга зсуву	\(T_A = 25^{\circ} C\)		0.7	2.0	\(mV\)
Вхідний струм зсуву	\(T_A = 25^{\circ} C\)		0,05	0.2	\(nA\)
Вхідний струм зміщення	\(T_A = 25^{\circ} C\)		0.8	2.0	\(nA\)
Вхідний опір	\(T_A = 25^{\circ} C\)	30	70		\(M\Omega\)
Струм живлення	\(T_A = 25^{\circ} C\)		0.3	0.6	\(mA\)
Посилення напруги великого сигналу	\(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 15\ V\) \(V_{\text{out}} = \pm 10\ V, R_L \ge 10\ k\Omega\)	50	300		\(V/mV\)
Вхідна напруга зсуву				3.0	\(mV\)
Середній температурний коефіцієнт вхідно-зміщеної напруги			3.0	15	\(\mu V /^{\circ} C\)
Вхідний струм зсуву				0.4	\(nA\)
Середній температурний коефіцієнт вхідного струму зсуву			0,5	2.5	\(pA/^{\circ} C\)
Вхідний струм зміщення				3.0	\(nA\)
Струм живлення	\(T_A = +125^{\circ} C\)		0,15	0.4	\(mA\)
Посилення напруги великого сигналу	\(V_S = \PM 15\ V, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\) \(R_L \ge 10\ k\Omega\)	25			\(V/mV\)
Гойдалки вихідної напруги	\(V_S = \pm 15\ V, R_L = 10\ k\Omega\)	\(\pm 13\)	\(\pm 14\)		\(V\)
Діапазон вхідної напруги	\(V_S = \pm 15\ V\)	\(\pm 14\)			\(V\)
Коефіцієнт відхилення синфазного режиму		85	100		\(dB\)
Коефіцієнт відхилення напруги живлення		80	96		\(dB\)

операційний підсилювач

RJ Widlar, «I C. Op Amp Beats FET на вхідному струмі», Національна напівпровідникова корпорація, Примітка про застосування AN-29, грудень 1969 року.

Операційний підсилювач LM108 був першою конструкцією загального призначення, яка використовувала\(\beta\) супертранзистори для досягнення наднизьких вхідних струмів. Хоча детальне обговорення роботи цієї схеми виходить за рамки цієї книги, LM108 ілюструє ще один із багатьох корисних способів, якими може бути реалізована основна двоступенева топологія.

Малюнок 10.21 LM108 спрощена принципова схема.

Спрощена принципова схема, яка ілюструє деякі більш важливі особливості конструкції, показана на малюнку 10.21, а технічні характеристики наведені в таблиці 10.3. (Повна схема, яка значно складніша, описана в довідці, наведеній у виносці.) На принциповій схемі вказані два типи NPN транзисторів. Ті, у кого вузька база (\(Q_1\),\(Q_2\), і\(Q_4\)) - це\(\beta\) супертранзистори з посиленням струму в кілька тисяч і низькою напругою пробою. Широкобазові NPN-транзистори є звичайними пристроями.

Вхідна диференціальна пара працює на рівні струму спокою\(3 \mu A\) в кожному пристрої. Цей рівень спокою в поєднанні з високим коефіцієнтом посилення\(Q_1\) і\(Q_2\) призводить до вхідного струму зміщення менше одного наноампера, і, таким чином, LM108 ідеально підходить для використання в високоімпедансних схемах.

Для того щоб запобігти пробою напруги вхідних транзисторів, їх колектори завантажуються через каскодові\(Q_5\) транзистори і\(Q_6\). Робочі струми і геометрії транзисторів\(Q_3, Q_4, Q_5\), і підібрані таким чином, що\(Q_6\) вхідні транзистори працюють при майже нульовій напрузі колектора до бази. Таким чином, струм витоку колектора до основи (який може домінувати на вхідному струмі при підвищених температурах) значною мірою усувається. Також необхідно діод затиснути вхідні клеми, щоб запобігти поломці вхідних транзисторів в умовах великого сигналу. Цей затиск, який погіршує продуктивність в деяких нелінійних додатках, є однією з цін, сплачених за низький вхідний струм.

\(Q_9\)Транзистори\(Q_{10}\) утворюють диференціальний підсилювач другого ступеня. Підключені діодом транзистори Q7 і\(Q_8\) компенсують напругу база-емітер\(Q_9-Q_{10}\), так що напруга спокою поперек\(R_4\) дорівнює тому, що поперек\(R_1\) або\(R_2\). Значення резистора такі, що струм спокою другого ступеня вдвічі більше першого ступеня. \(Q_{15}\)Транзистори і\(Q_{16}\) підключені як ретранслятор струму відображають струм колектора\(Q_9\) як навантаження для\(Q_{10}\). Це з'єднання подвоює посилення напруги другого ступеня в порівнянні з використанням джерела струму фіксованої величини в якості навантаження для\(Q_{10}\). Вузол високого опору буферизується звичайним вихідним каскадом.

Компенсація може бути здійснена шляхом формування внутрішньої петлі за допомогою зворотного зв'язку колектора до основи навколо\(Q_{10}\). Параметри схеми такі, що однополюсна компенсація з динамікою, порівнянною з випадком, компенсованим зворотним зв'язком, дає результат, коли домінантний полюс створюється шунтуванням конденсатора від вузла високого опору на землю. Ця альтернативна компенсація призводить до чудового відхилення шуму напруги живлення. (Одним з недоліків ємнісного зв'язку від колектора до бази транзистора другого ступеня є те, що цей зворотний зв'язок змушує транзистор з'єднувати високочастотні перехідні процеси напруги живлення, застосовані до його емітера безпосередньо на виході підсилювача.)

Динаміка LM108 не така хороша, як у LM101A. Хоча порівнянна пропускна здатність можлива в програмах з низьким коефіцієнтом посилення, резистивно завантажених, пропускна здатність LM101A значно краща, коли потрібно високий коефіцієнт посилення напруги із замкнутим контуром або ємнісне навантаження. Більш повільна динаміка LM108 частково обумовлена використанням бічних PNP'S на другому етапі, де їх особливості більш безпосередньо впливають на пропускну здатність і частково від низьких струмів спокою, що використовуються для зниження енергоспоживання ланцюга в п'ять разів порівняно з LM1OIA.

Послідовник напруги LMI10

Малюнок 10.22 Послідовник напруги.

Три підсилювачі, описані раніше в цьому розділі, були операційними підсилювачами загального призначення, де одна з цілей конструкції полягала в тому, щоб гарантувати, що схема може бути використана в самих різних додатках. Якщо ця вимога послаблена, результуюча топологічна свобода часом може бути

експлуатується. Розглянемо спрощений підсилювач, показаний на малюнку 10.22. Тут диференціальний підсилювач, завантажений джерелом струму, використовується як єдиний каскад з високим коефіцієнтом посилення і буферується послідовником емітера. Послідовник випромінювача зміщений з джерелом струму. Цей дуже простий операційний підсилювач підключений в конфігурації, що не інвертує або напруга-послідовник конфігурації. Оскільки відомо, що рівні вхідної та вихідної напруги рівні при нормальних умовах експлуатації, немає необхідності допускати довільні відносини вхідно-вихідної напруги. Однією з дуже вагомих переваг є те, що в шлях посилення включені лише транзистори NPN, а обмеження пропускної здатності, що виникають внаслідок бічних транзисторів PNP, усуваються.

Ця топологія насправді є одноступінчастим підсилювачем, а динаміка, пов'язана з такими конструкціями, навіть більш вражаюча, ніж у двоступеневих підсилювачів. Хоча низькочастотний коефіцієнт посилення напруги розімкнутого контуру цієї конструкції може бути меншим, ніж у двоступеневих підсилювачів, посилення напруги в розімкнутому контурі на кілька тисяч призводить до адекватної дечутливості при використанні прямого зворотного зв'язку вихід-вхід.

Малюнок 10.23 Принципова схема ЛМ110.

Таблиця 10.4 Технічні характеристики LM110: Електричні характеристики

Параметр	Умови	Хв	Тип	Макс	Одиниці
Вхідна напруга зсуву	\(T_A = 25^{\circ} C\)		1.5	4.0	\(mV\)
Вхідний струм зміщення	\(T_A = 25^{\circ} C\)		1.0	3.0	\(nA\)
Вхідний опір	\(T_A = 25^{\circ} C\)	\(10^{10}\)	\(10^{12}\)		\(\Omega\)
Вхідна ємність			1.5		\(pF\)
Посилення напруги великого сигналу	\(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 15\ V\) \(V_{\text{out}} = \pm 10\ V, R_L = 8\ k\Omega\)	0.999	0,999		\(V/V\)
Вихідний опір	\(T_A = 25^{\circ} C\)		0,75	2.5	\(\Omega\)
Струм живлення	\(T_A = 25^{\circ} C\)		3.9	5.5	\(mA\)
Вхідна напруга зсуву				6.0	\(mV\)
Напруга зсуву	\(-55^{\circ} C \le T_A \le 85^{\circ} C\)		6		\(\mu V/^{\circ} C\)
температурний дрейф	\(T_A = 125^{\circ} C\)		12		\(\mu V/^{\circ} C\)
Вхідний струм зміщення				10	\(nA\)
Посилення напруги великого сигналу	\(V_S = \pm 15\ V, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\) \(R_L = 10\ K\Omega\)	0.999			\(V/V\)
Гойдалки вихідної напруги	\(V_S = \pm 15\ V, R_L = 10\ k\Omega\)	\(\pm 10\)			\(V\)
Струм живлення	\(T_A = 125^{\circ} C\)		2.0	4.0	\(mA\)
Коефіцієнт відхилення напруги живлення	\(5\ V \le V_S \le 18\ V\)	70	80		\(dB\)

Послідовник напруги LM 110 (рис. 10.23) - це операційний підсилювач з інтегральною схемою, який розробляється на одноступінчастої топології, описаної вище. Технічні характеристики продуктивності наведені в таблиці 10.4. Зверніть увагу, що ця схема, як і LM108, використовує як супер\(\beta\) (вузька база), так і звичайні (широка база) NPN транзистори. Вхідний каскад складається з транзисторів\(Q_8\) через\(Q_{11}\) з'єднаних як диференціальний підсилювач за допомогою двох модифікованих пар Дарлінгтона. Затиснути\(R_8\) резистори і\(R_9\) збільшити струм емітера\(Q_8\) і\(Q_{11}\) зменшити дрейф напруги. (Див. Розділ 7.4.4 для обговорення дрейфу, який може бути результатом звичайного з'єднання Дарлінгтона.) Транзистор\(Q_{15}\) подає робочий струм для вхідного каскаду. Транзистор\(Q_{16}\) подає половину цього струму (номінальний робочий струм будь-якої сторони диференціальної пари) до ретранслятора струму\(Q_1\) через\(Q_3\) те, що функціонує як навантаження першого ступеня.

\(Q_5\)Транзистори і\(Q_6\) утворюють послідовник емітера Дарлінгтона, який ізолює вузол високого опору від навантажень, що застосовуються до підсилювача. Випромінювач\(Q_6\), який знаходиться приблизно на вихідній напрузі, використовується для завантаження колекторної напруги\(Q_{10}-Q_{11}\) пари. Отримана робота при номінально нульовій напрузі колектор-база призводить до незначного струму витоку з\(Q_{11}\). \(Q_8-Q_9\)Пара закодована транзистором\(Q_4\). Окрім захисту\(Q_8\) та\(Q_9\) від надмірних напруг, код каскаду призводить до більш високого посилення напруги розімкнутого контуру від ланцюга.

Діод\(D_1\) і діод підключений транзистор\(Q_{13}\) обмежують різницю вхід-вихід напруги для операції великого сигналу для захисту супер\(\beta\) транзисторів і швидкості відновлення перевантаження. Транзистор\(Q_7\) є обмежувачем струму, при цьому\(Q_{14}\) функціонує як струмо-джерело навантаження для вихідного каскаду. Односторонній послідовник випромінювача використовується в перевазі доповнюючого

з'єднання, оскільки воно є більш лінійним і, таким чином, краще підходить для високочастотних додатків. Цікавою особливістю конструкції є те, що величину струмо-джерела навантаження для емітерного послідовника можна збільшити за допомогою шунтування резистора Ru через зовнішні клеми. Цей струм може бути збільшений, коли підсилювач повинен подавати істотний негативний вихідний струм. Використання посиленого вихідного струму також збільшує енергоспоживання ланцюга, підвищує її температуру і може зменшити вхідний струм через збільшення коефіцієнта посилення струму транзистора\(Q_{11}\) при підвищених температурах.

Ємнісний зворотний зв'язок від колектора\(Q_4\) до бази\(Q_8\) стабілізує підсилювач. Так як відносні потенціали обмежені при нормальних умовах роботи, для конденсатора можна використовувати діод.

Мала пропускна здатність сигналу LM110 становить приблизно 20 МГц. Ця смуга пропускання можлива з підсилювача, виробленого процесом шести масок, оскільки, хоча бічні PNP використовуються для зміщення або як статичні джерела струму, жоден не використовується на шляху сигналу.

Зрозуміло, що спеціальні конструкції для підвищення продуктивності часто можуть бути використані, якщо передбачувані застосування підсилювача обмежені. На жаль, більшість конструкцій спеціального призначення мають настільки обмежену корисність, що виготовлення в інтегрованій формі не є економічно доцільним. LM110 є прикладом схеми, для якої така спеціальна конструкція практична, і вона забезпечує значні переваги в продуктивності порівняно з підсилювачами загального призначення, підключеними як послідовники.

Останні події

Творчість конструкторів інтегральних схем в цілому і монолітних операційних підсилювачів зокрема здається далеко не виснаженим. Інновації в обробці та конструюванні схем, які дозволяють покращити продуктивність, відбуваються із задовільною регулярністю. У цьому розділі описані деякі з найбільш перспективних останніх подій, які можуть передвіщати захоплюючі майбутні тенденції.

Максимальна смуга пропускання замкнутого циклу більшості монолітних операційних підсилювачів загального призначення, виконаних шестимарковим процесом, обмежується приблизно 1 МГц фазовим зсувом, пов'язаним з бічними транзисторами PNP, використовуваними для зсуву рівня. Хоча ця пропускна здатність є більш ніж достатньою для багатьох додатків, і насправді є вигідною для деяких, оскільки підсилювачі скромної пропускної здатності значно більш терпимі до поганої розв'язки, недбалого компонування, ємнісного навантаження та інших дискретностей, ніж швидші конструкції, ширша пропускна здатність завжди розширює спектр застосування. Оскільки сумнівно, якщо найближчим часом будуть внесені різкі поліпшення частотної характеристики сумісних з процесом транзисторів PNP, нинішні зусилля щодо розширення смуги пропускання підсилювача зосереджуються на усуненні бічних PNP зі шляху посилення, принаймні на високих частотах.

Однією з можливостей є ємнісний обхід бічних PNP на високих частотах. Цю модифікацію можна зробити на LM101 або LM101A, підключивши конденсатор від інвертуючого входу до клеми 1 (див. Рис. 10.17 і 10.19). Конденсатор забезпечує зворотний шлях (див. Розділ 8.2.2), який обходить вхідно-каскадні PNP транзистори. Можливі смуги пропускання замкнутого циклу близько 5 МГц, і цей спосіб компенсації більш детально розглянуто в наступному розділі. На жаль, feedforward не покращує швидкість підсилювача для сигналів, що подаються на неінвертний вхід, і в результаті широкополосна диференціальна робота неможлива.

LM 118 піонером корисної варіації на цю тему. Цей операційний підсилювач являє собою триступеневу конструкцію, що включає диференціальний вхідний каскад NPN, проміжний етап бічних PNP, який забезпечує зсув рівня, і остаточний етап посилення напруги NPN. Проміжний етап ємнісно обходить, так що feedforward навколо бічного етапу PNP перетворює схему в двоступеневу конструкцію NPN на високих частотах, тоді як етап PNP забезпечує посилення і зсув рівня, необхідні на низьких частотах. Оскільки feedforward використовується після вхідного етапу, повна диференціальна робота смуги пропускання зберігається. Внутрішня компенсація забезпечує стабільність з прямим зворотним зв'язком від виходу до інвертуючого входу і призводить до одиничної частоти посилення приблизно 15 МГц і швидкості обертання щонайменше 50 вольт на мікросекунду. Зовнішня компенсація може бути використана для більшої відносної стійкості.

Друга можливість полягає у використанні падіння напруги, яке джерело струму виробляє на резисторі для зсуву рівня. Цікаво відзначити\(\mu A702\), що перший монолітний операційний підсилювач, який був розроблений до появи бічних PNP, використовує цю техніку і здатний до замкнутого циклу пропускної здатності понад 20 МГц. Однак інші технічні характеристики цього підсилювача виключають його використання у вимогливих додатках. \(\mu A715\)Це більш сучасний підсилювач, який використовує цей метод зсуву рівня. Це підсилювач із зовнішньою компенсацією, здатний пропускну здатність із замкнутим циклом приблизно 20 МГц та швидкістю обертання\(100\ V/\mu s\) в деяких з'єднаннях.

Очевидно, що вдосконалені високошвидкісні підсилювачі будуть розвиватися в майбутньому. Доступність цих конструкцій з низькими витратами сприятиме використанню таких схем, як високошвидкісні цифро-аналогові перетворювачі, які їх включають.

Безліч можливих монолітних удосконалень операційного підсилювача може випливати з поліпшеної теплової конструкції. Одна з проблем полягає в тому, що багато наявних в даний час підсилювачів мають коефіцієнт посилення d-c, який обмежений тепловим зворотним зв'язком на мікросхемі. Розглянемо, наприклад, підсилювач з d-c коефіцієнтом посилення розімкнутого контуру\(10^5\), щоб вхідна диференціальна напруга, необхідна для 10-вольтового виходу, була\(100\ \mu V\). Якщо тепловий градієнт, що виникає в результаті 10-вольтової зміни вихідного рівня, змінює температуру пари вхід-транзистор диференційовано

\(0.05^{\circ}\ C\)(реальна можливість, особливо якщо вихід завантажений), диференціальна вхідна напруга переважає тепловий зворотний зв'язок, а не обмежений коефіцієнт посилення d-c. Кілька сучасних вимірювальних підсилювачів використовують складні методи теплового проектування, такі як кілька, паралельно з'єднаних вхідних транзисторів, розташованих до середніх теплових градієнтів і, таким чином, дозволяють використовувати приріст в діапазоні\(10^6\). Ці методи повинні бути включені в операційні підсилювачі загального призначення в майбутньому.

Цікавий метод захисту вихідно-транзисторного спочатку був розроблений для декількох монолітних стабілізаторів напруги, і був включений в конструкцію як мінімум одного потужного монолітного операційного підсилювача. Рівень, на якому вихідний струм повинен бути обмежений для захисту ланцюга, є складною функцією вихідної напруги, напруги живлення, використовуваного радіатора, температури навколишнього середовища та часової історії цих величин через теплову динаміку ланцюга. Будь-яке обмеження, засноване лише на рівні вихідного струму (як це стосується більшості наявних в даний час операційних підсилювачів), має бути обов'язково консервативним для забезпечення захисту. Приваблива альтернатива - стежити за температурою чіпа і відсікати вихід до того, як ця температура досягне руйнівних рівнів. Оскільки ця техніка включена в більш операційні конструкції підсилювачів, покращиться як потужність вихідного струму, так і безпека (деякі присутні підсилювачі виходять з ладу, коли вихід замикається до напруги живлення). Висока здатність імпульсного струму, що стала можливою завдяки тепловому захисту, буде особливо цінною в додатках, де зустрічаються високоперехідні ємнісні змінні струми, такі як схеми вибірки та утримання.

Ще однією можливістю теплової конструкції є включення датчиків температури та нагрівачів на мікросхемі, щоб його температура могла стабілізуватися на рівні вище найвищого очікуваного значення навколишнього середовища. Ця техніка була використана в\(\mu A726\) диференціальній парі і\(\mu A727\) диференціальному підсилювачі. Його включення в конструкцію операційного підсилювача загального призначення зробить такі параметри, як вхідний струм та зміщення, незалежними від коливань температури навколишнього середовища.