10.3: ТЕХНОЛОГІЇ ПРОЕКТУВАННЯ ІНТЕГРОВАНИХ СХЕМ

Більшість виробників інтегральних схем великих обсягів вирішили жити з обмеженнями процесу шести масок, щоб насолоджуватися пов'язаною економікою. Цей процес диктує міркування схеми поза тими, що передбачаються обмеженим спектром типів компонентів. Наприклад, великоцінні резистори або конденсатори базового матеріалу вимагають непропорційної частки загальної площі мікросхеми. Оскільки дефекти виникають з ймовірністю на одиницю площі, слід уникати використання більших площ, які знижують вихід процесу і, таким чином, збільшують собівартість виробництва.

Розробники інтегрованих операційних підсилювачів намагаються максимально використовувати переваги інтегрованої обробки, такі як велика кількість транзисторів, які можуть бути економічно включені в кожну схему, і відмінна відповідність і теплова рівність, які можуть бути досягнуті серед різних компонентів з метою обходити його обмеження. Чудова продуктивність наявних в даний час конструкцій є даниною їхньому успіху в досягненні цієї мети. У цьому розділі описані деякі конфігурації схем, які розвинулися від цього типу проектних зусиль.

Поточні ретранслятори

Малюнок 10.9 Поточний ретранслятор.

Багато лінійних інтегральних схем використовують з'єднання, подібне до того, що показано на малюнку 10.9, або для зміщення, або як кероване джерело струму. Припустимо, що обидва транзистори мають однакові значення струму насичення,\(I_S\) і\(\beta\) це високо, так що базові струми обох транзисторів можна знехтувати. При цьому струм колектора\(Q_1\) дорівнює\(i_I\). Так як напруги база-випромінювач\(Q_1\) і\(Q_2\) однакові, струми\(i_I\) і\(i_O\) повинні бути рівними. (При обговоренні цього та інших з'єднань струм-ретранслятора передбачається, що напруга вихідного клеми таке, що вихідний транзистор знаходиться в його прямій робочій області. Зверніть увагу, що необов'язково мати струм,\(i_I\) що подається від джерела струму. У багатьох актуальних конструкціях цей струм подається від джерела напруги через резистор або від іншого активного пристрою.) Альтернативою є зміна відносних площ\(Q_1\) і\(Q_2\). Це геометричне зміна призводить до прямо пропорційної зміни струмів насичення, так що струми\(i_I\) і\(i_O\) стають контрольованими кратними один одному. Якщо\(i_I\) робиться постійним, транзистор\(Q_2\) функціонує як джерело струму для напруг приблизно в межах\(100\ mV\) землі. Ця продуктивність дозволяє динамічному діапазону напруг багатьох конструкцій бути майже рівним напрузі живлення.

Малюнок 10.10 Сплітно-колекторний PNP транзистор підключений для керованого посилення.

Описаний раніше роздільно-колекторний бічний транзистор PNP функціонує як ретранслятор струму при підключенні, як показано на малюнку 10.10. Постійна\(K\), яка пов'язує два колекторних струми в цьому зв'язку, залежить від відносних розмірів сегментів колектора. Так як базовий струм для бічного ПНП дорівнює сумі двох колекторних струмів, поділених на його коефіцієнт посилення струму\(\beta_P\), ми можемо записати

\[i_I = i_B + i_C = i_C \dfrac{(1 + K)}{\beta_P} + i_C\label{eq10.3.1} \]

і

\[i_O = Ki_C\label{eq10.3.2} \]

Поєднання рівнянь\(\ref{eq10.3.1}\) і\(\ref{eq10.3.2}\) показує, що коефіцієнт посилення струму для цього з'єднання дорівнює

\[\dfrac{i_O}{i_I} = \dfrac{K}{1+[(1+K)/\beta_P]} \nonumber \]

Якщо значення підібрані так\(1 + K \ll \beta_P\), що зворотний зв'язок, властива цьому з'єднанню, робить його коефіцієнт передачі вхід-вихід відносно нечутливим до змін в\(\beta_P\). Ця дечутливість є вигідною, оскільки кількість\(K\), що визначається геометрією маски, значно краще контролюється, ніж є\(\beta_P\). Зворотній зв'язок також збільшує частоту напівпотужності коефіцієнта посилення струму ПНП з регульованим коефіцієнтом посилення вище частоти\(\beta\) зрізу самого бічного переходу PNP.

Простий ретранслятор струму, показаний на малюнку 10.9, часто збільшується, щоб зробити його коефіцієнт передачі струму менш чутливим до змін параметрів транзистора. Рівнозначні емітерні резистори можуть бути включені для стабілізації передавального відношення з'єднання для зміни напруги база-емітер двох транзисторів. Хоча ця техніка іноді використовується для дискретно-компонентних ретрансляторів струму, вона має сумнівну цінність у багатьох інтегрованих конструкціях, оскільки узгоджені резистори так само важко виготовити, як і узгоджені транзистори.

Інші модифікації призначені для зменшення залежності коефіцієнта передачі струму від коефіцієнта посилення струму транзистора. Легко показано, що коефіцієнт передачі струму для малюнка 10.9, припускаючи ідеально підібрані транзистори, становить

\[\dfrac{i_O}{i_I} = \dfrac{1}{1 + 2/beta} \nonumber \]

Малюнок 10.11 Покращені з'єднання струм-ретранслятор. (\(a\)) Використання послідовника емітера. (\(b\)) Використання поточної компенсації.

На малюнку 10.11 показані два дещо більш складні з'єднання струм-ретранслятор, які передбачаються побудованими з ідеально підібраними транзисторами. Проміжні струми, що полегшують розрахунок коефіцієнтів передачі струму, включені в ці діаграми. Схема малюнка 10.11\(a\) використовує емітерний послідовник для буферування базових струмів звичайного ретранслятора струму. Результуючий коефіцієнт передачі струму дорівнює

\[\dfrac{i_O}{i_I} = \dfrac{1}{1 + 2/[\beta (\beta + 1)]} = \dfrac{\beta^2 + \beta}{\beta^2 + \beta + 2} \nonumber \]

Підключення малюнка 10.11\(b\) використовує цікаву техніку скасування струму для отримання передавального коефіцієнта

\[\dfrac{i_O}{i_I} = \dfrac{[1 + 2/\beta][\beta /(\beta + 1)]}{1 + (1 + 2/\beta )/(\beta + 1)} = \dfrac{\beta^2 + 2\beta}{\beta^2 + 2\beta + 2} \nonumber \]

Будь-який з цих ретрансляторів струмів має коефіцієнт передачі, який відрізняється від одиниці на коефіцієнт приблизно\((1 + 2 /\beta^2)\) порівняно з коефіцієнтом\((1 + 2/\beta )\) для схеми на рис. 10.9, і, таким чином, значно менш чутливий до змін\(\beta\). Також можна показати (див. Проблема P10.5), що вихідний опір схеми, показаної на малюнку 10.11,\(b\) є порядком,\(r_{\mu}\) тоді як у будь-якого з інших ланцюгів є порядком\(r_o\). Ця різниця значна в деяких з'єднаннях з високим коефіцієнтом посилення.

Малюнок 10.12 Джерело струму низького рівня.

Розумна модифікація ретранслятора струму, вперше використана в конструкції 709, дає джерело постійного струму з низьким значенням, використовуючи лише резистори середнього значення. Припускаючи високе\(\beta\) і велике значення\(V\) відносно на\(V_{BE1}\) малюнку 10.12,

\[I_{C1} \simeq \dfrac{V}{R_1} \nonumber \]

щоб

\[V_{BE1} \simeq \dfrac{kT}{q} \ln \dfrac{V}{R_1 I_{S1}}\label{eq10.3.8} \]

Однак,

\[I_{C2} R_2 + \dfrac{kT}{q} \ln \dfrac{I_{C2}}{I_{S_2}} = V_{BE1}\label{eq10.3.9} \]

Якщо передбачається, що струми насичення рівні, поєднуючи рівняння\(\ref{eq10.3.8}\) і\(\ref{eq10.3.9}\) виходи

\[I_{C2} R_2 = \dfrac{kT}{q} \ln \dfrac{V}{R_1I_{C2}}\label{eq10.3.10} \]

Результуюче трансцендентне рівняння може бути розв'язано для будь-якого конкретного вибору констант. Наприклад, якщо рівняння\(\ref{eq10.3.10}\) оцінюється при кімнатній температурі\((kT/q \simeq 26mV)\) для\(V/R_1 =1\ mA\) і\(R_2 = 12k\Omega\),\(I_{C2} \simeq 10 \mu A\).

Інші з'єднання

Малюнок 10.13 Додаткове з'єднання Дарлінгтона.

Більшість конструкцій операційних підсилювачів вимагають як NPN, так і PNP транзисторів, щоб забезпечити зміщення рівня напруги. Кілька з'єднань ефективно збільшують низький коефіцієнт посилення багатьох бічних конструкцій PNP, поєднуючи транзистор PNP з транзистором NPN, як показано на малюнку 10.13. (Це з'єднання також використовується в дискретно-компонентних схемах і називається додатковим з'єднанням Дарлінгтона.) На низьких частотах ця комбінація з'являється у вигляді єдиного PNP-транзистора з базовими, емітерними та колекторними клемами, як зазначено. Коефіцієнт посилення струму цього складного транзистора приблизно дорівнює добутку посилення двох окремих пристроїв, тоді як транс-провідність пов'язана з колекторним струмом комбінації, як у звичайному транзисторі.

Малюнок 10.14 Диференціальний вхідний етап.

Геніальне з'єднання з використанням бічних транзисторів PNP, показане на малюнку 10.14, було введено в конструкцію підсилювача LM101. Припустимо, що два транзистори NPN мають однакові струми насичення, як і PNP. далі

припустимо, що посилення струму обох транзисторів PNP є\(\beta_P\). Сумарний вихідний колекторний струм\(i_{C3} + i_{C4}\), повинен дорівнювати\(\beta_P I\). Якщо вхідні напруги рівні,\(i_{C3}\) і\(i_{C4}\) повинні бути рівними через узгоджених струмів насичення. У міру застосування диференціального вхідного сигналу відносні струми колектора змінюються диференційно, тому цей етап може бути використаний для виконання ланцюгової функції диференціальної пари PNP транзисторів. Однак відношення вхідного струму до струму колектора залежить від коефіцієнта посилення струму NPN з високим коефіцієнтом посилення. Ще однією перевагою є те, що вхідна ємність низька, оскільки вхідні транзистори працюють як послідовники випромінювачів. Крім того, пристрої PNP з низькою пропускною здатністю працюють в поступово заземленому базовому з'єднанні для диференціальних вхідних сигналів, і це з'єднання максимізує їх пропускну здатність в ланцюзі. Одним з недоліків є те, що послідовне з'єднання чотирьох переходів бази до випромінювача знижує транспровідність в два рази порівняно зі стандартним диференціальним підсилювачем, що працює на тому ж рівні струму спокою.

Цікаво відзначити, що успішна робота цієї схеми фактично залежить від характеристики низького коефіцієнта посилення використовуваних латерально-PNP транзисторів. Якби використовувалися транзистори з високим коефіцієнтом посилення, ємнісне навантаження на базах двох транзисторів PNP спричинило б великі колекторні струми як функцію часової швидкості зміни рівня синфазного режиму. Керований коефіцієнт посилення PNP, показаний на малюнку 10.10, використовується в зв'язку з цим в деяких сучасних конструкціях підсилювачів.

Малюнок 10.15 Використання ретранслятора струму для підвищення транспровідності каскаду.

Кілька з'єднань використовуються для подвоєння ефективної транспровідності вхідної диференціальної пари і, таким чином, збільшити коефіцієнт посилення, що забезпечується цією частиною операційного підсилювача. Одна з таких схем показана на малюнку 10.15. Припустимо рівні робочі струми для\(Q_1\) і\(Q_2\). \(Q_4\)Якби джерело постійного струму, додатковий вихідний струм був би пов'язаний з диференціальною вхідною напругою ed as\(i_o/e_d = g_m/2\). Диференціальне з'єднання\(Q_1\) і\(Q_2\) гарантує, що поступові зміни колекторних струмів цих пристроїв рівні за величиною, але протилежні по полярності, а струм повторювача з'єднання\(Q_3\) і\(Q_4\) ефективно віднімає зміна струму колектора \(Q_1\)від того з\(Q_2\). (Більш складні ретранслятори струму, описані в останньому розділі, часто замінюються.) Коефіцієнт посилення збільшується в два рази так, що\(i_o/e_d = g_m\). Ще однією перевагою є те, що рівень імпедансу на виході ланцюга високий, так що цей етап може забезпечити високий коефіцієнт посилення напруги, якщо потрібно. Ми побачимо, що деякі операційні підсилювачі з інтегрованою схемою використовують цю можливість більш рівномірно розподіляти загальний коефіцієнт посилення між двома ступенями, ніж це було зроблено з дискретно-компонентною конструкцією, розглянутою в останньому розділі.

Малюнок 10.16 Використання місцевого зворотного зв'язку для підвищення транспровідності ступеня.

Інший підхід проілюстрований на малюнку 10.16. Диференціальний вхід викликає рівнозначні зміни струмів колектора\(Q_1\) і\(Q_2\). Однак високий коефіцієнт посилення\(Q_3-Q_5\) шлейфу змінює напругу на випромінювачі\(Q_5\) таким чином, щоб мінімізувати зміни струму в підставі\(Q_3\). При цьому струм через навантажувальний резистор для\(Q_1\) змінюється на величину, приблизно рівну зміні в\(i_{C1}\). Відбувається відповідна зміна струму через навантажувальний резистор для\(Q_2\), подвоєння струму в базу\(Q_4\).