9.3: ІНШІ МІРКУВАННЯ

Last updated
Save as PDF

Page ID: 31068

James K. Roberge
Massachusetts Institute of Technology via MIT OpenCourseWare

\( \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \) \( \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} \)\(\newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\) \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\) \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\) \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \(\newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\) \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\) \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\) \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)

Безліч експлуатаційних характеристик поєднуються для визначення загальної корисності операційного підсилювача. Можливості модифікацій, які компрометують одну характеристику з метою посилення іншої, численні в цьому типі складної схеми. Хоча головна перевага двоступеневого проектування центрів на його легко керовану динаміку, топологія може бути легко адаптована до конкретних застосувань іншими типами модифікацій. У цьому розділі вказується кілька «прихованих» особливостей двоступеневої конструкції і вказується на можливість певних видів компромісів конструкції.

Температурна стабільність

Останній розділ показує, що використання внутрішнього зворотного зв'язку для компенсації обговорюваного підсилювача дає функцію передачі розімкнутого контуру, обернено пропорційну допуску передачі компенсуючої мережі в широкому діапазоні частот. Константа пропорційності для цієї та інших варіацій двоступеневої конструкції включає транспровідність будь-якого вхідного транзистора, і, таким чином, обернено пов'язана з температурою, якщо колекторний струм цих транзисторів є незалежним від температури. Це відносно м'яке коливання температури є терпимим у багатьох додатках.

Якщо потрібна більша стабільність передавальної функції, струм зміщення вхідного ступеня можна зробити прямо пропорційним абсолютній температурі. В результаті транспровідність вхідного етапу, а отже, і функція передачі розімкнутого контуру, буде незалежною від температури. Ще однією перевагою цього типу зміни зміщення струму є те, що він частково компенсує зміни вхідного транзисторного струму з температурою і, таким чином, зменшує зміни вхідного струму.

Необхідна залежність від температури зміщення-струму може бути реалізована шляхом відповідного підбору загальної напруги, що подається на перехід база-емітер і емітерний резистор джерела струму вхідного каскаду (\(Q_3\)на рис. 9.1). Можна показати, що вихідний струм від джерела буде прямо пропорційний температурі, якщо ця напруга постійне і приблизно дорівнює напрузі енергії-діапазону розриву\(V_{go}\) (див. Задача Р9.11).

Продуктивність великого сигналу

Аналіз впливу компенсації на продуктивність підсилювача був обмежений до цього часу операцією лінійної області. Зрозуміло, що компенсація також впливає на поведінку великих сигналів. Наприклад, функцію передачі розімкнутого контуру, аналогічну тій, яка отримана за допомогою\(20-pF\) компенсуючого конденсатора, може бути отримана шляхом підключення послідовно з'єднаних\(3.6-\mu F\) конденсатора і\(500-\Omega\) резистора від основи\(Q_5\) до землі. Однак відновлення від перевантаження може сильно затягнутися при такому типі компенсації через час, необхідний для зміни напруги на\(3.6-\mu F\) конденсаторі з обмеженим струмом, наявним на цьому вузлі.

Компенсація також обмежує швидкість обертання, або максимальну часову швидкість зміни вихідної напруги підсилювача. Розглянемо частоту зміни часу вихідної напруги\(\dot{v}_O\). Якщо\(C_c\) використовується компенсуючий конденсатор, то струм конденсатора, необхідний на вузлі, включаючи базу\(Q_5\), є\(C_c \doet{v}_O\). Максимальна величина струму, який може подаватися в цей вузол першим ступенем і який доступний для зарядки конденсатора, приблизно дорівнює струму спокою зміщення будь-якого вхідного транзистора\(I_{C1}\). Таким чином, швидкість вбивання є\(\dot{v}_O (\max) = I_{C1}/C_c\). Однак співвідношення\(I_{C1}/C_c\) також контролює одиничну частоту посилення підсилювача, оскільки ця частота є\(g_{m1}/2C_c = qI_{C1}/2kTC_c\). Важливим моментом є те, що якщо деякий розгляд, наприклад, зсув фази від високочастотних особливостей, обмежує частоту посилення одиниці, він також обмежує швидкість обертання, якщо для компенсації підсилювача використовується один конденсатор.

Одним із способів обійти цю залежність є додавання рівнозначних емітерних резисторів до обох вхідних транзисторів, щоб транспровідність вхідного каскаду була нижчою, ніж\(g_{m1} /2\). На жаль, дегенерація емітера також погіршує дрейф підсилювача. Ще одна більш приваблива можливість - використання більш залученої компенсації, ніж та, що забезпечується одним конденсатором. Ця альтернатива буде розглянута в главі 13.

Компроміси дизайну

Існує багато варіацій базової топології підсилювача, які призводять до корисних конструкцій, і деякі з цих варіацій будуть проілюстровані в главі 10. Інші ступені свободи можливі, змінюючи спокій робочий струм і змінюючи типи транзисторів. Мета цього розділу полягає в тому, щоб

вказати, як ці варіації впливають на продуктивність підсилювача.
Розглянемо зміни, які виникають в результаті збільшення всіх спокійних робочих струмів в коефіцієнт К. ця зміна може бути здійснена шляхом зменшення всіх резисторів ланцюга на один і той же коефіцієнт. У відповідь на поточну зміну всі внутрішні

опори транзисторів зменшаться в один і той же коефіцієнт, так як всі кратні\(1/g_m\). Посилення струму різних транзисторів істотно не змінюються, якщо вони не\(K\) сильно відрізняються від одного. Таким чином, коефіцієнт посилення напруги d-c, який є співвідношенням провідності транзистора і ланцюга підсилювача, не зміниться у відповідь на зміни струму спокою. Вхідний струм буде збільшуватися безпосередньо при струмі спокою, а дрейф може дещо збільшитися через підвищеного самонагрівання на першому етапі.

Динаміка для даної конструкції (по крайней мере, без компенсації) визначається в першу чергу значеннями опору і ємності в підставі\(Q_5\) і на колекторі\(Q_6\). Значення опору на цих вузлах

зменшуються на величину\(K\), так як складаються з комбінацій опорів транзистора і ланцюга. Значення ємності залишаються постійними, принаймні для помірних змін від рівнів, використовуваних в останніх розділах, з наступної причини. Ємності, що беруть участь, є транзисторно-перехідні ємності\(C_{gd}\)\(C_{\mu}\), і\(C_{\pi}\). \(C_{gd}\)Ємності і\(C_{\mu}\) є незалежними від рівня струму, тоді як C - сума постійного члена плюс компонент лінійно пропорційний струму. Для типів транзисторів, які, ймовірно, будуть використані в цій схемі, пропорційний струм термін не важливий на рівнях нижче\(1\ mA\). Таким чином, збільшення поточних рівнів в цілих 10 разів від значень, зазначених на малюнку 9.1, істотно не змінює ємності критичних вузлів.

Наведений вище аргумент показує, що помірні збільшення робочого струму викликають пропорційні збільшення місць розташування некомпенсованих полюсів розімкнутого контуру. Форма підсилювача некомпенсованої функції передачі розімкнутого контуру залишається незмінною і просто зміщується в бік більш високої частоти. Можливість збільшення пропускної здатності після компенсації в результаті цієї модифікації очевидна.

Другою альтернативою є зміна відносних співвідношень струмів першої та другої ступені. Збільшення струму другої стадії відносно струму першої стадії має три основні ефекти:

1. Дрейф збільшується, оскільки навантаження другого ступеня стає більш значним.

2. Коефіцієнт посилення зменшується, оскільки знижується вхідний опір другого ступеня.

3. Пропускна здатність збільшується, оскільки зменшуються опори другого ступеня.

Значна гнучкість забезпечується вибором активних пристроїв. Типи транзисторів, показані на малюнку 9.1, були обрані переважно для високих значень\(\beta\) і\(1/\eta\). Ці типи призводять до конструкції підсилювача з високим коефіцієнтом посилення напруги d-c, низьким вхідним струмом та низьким дрейфом. На жаль, через компроміси, необхідні при виготовленні транзисторів, ці типи можуть мати відносно високу ємність переходу.

У конструкції можуть бути використані явно більш високочастотні транзистори. Насправді підсилювачі з цією топологією експлуатуються із смугою пропускання із замкнутим контуром понад 100 МГц шляхом відповідного вибору типів транзисторів та робочих струмів. Однак коефіцієнт посилення напруги d-c для конструкції з використанням високочастотних транзисторів зазвичай на один-два порядки нижче, ніж у конструкції, показаної на малюнку 9.1. Вхідний струм і дрейф напруги також сильно погіршуються. Крім того, багато високочастотні транзистори мають пробивні напруги порядку від 10 до 15 вольт, в результаті чого обмежений динамічний діапазон для підсилювача з використанням таких транзисторів.

Іноді для транзисторів використовуються високочастотні типи\(Q_5\),\(Q_4\) а типи з високим коефіцієнтом посилення використовуються в інших місцях. Ця зміна покращує пропускну здатність підсилювача, але компрометує посилення напруги та дрейф через менший коефіцієнт посилення струму, характерний для високочастотних транзисторів. Так як\(Q_4\) транзистори і\(Q_5\) працюють при низьких рівнях напруги, динамічний діапазон не змінюється.