9.1: ОПИС СХЕМИ

Мета цього розділу - проілюструвати на прикладі один із способів розширення базового двоступеневого підсилювача в повноцінний, корисний операційний підсилювач. Пізніші розділи цієї глави аналізують схему, щоб визначити її продуктивність, показати, як вона може бути компенсована, щоб адаптувати свою функцію передачі з відкритим контуром для використання в конкретних додатках, і вказати, як альтернативи дизайну можуть вплинути на продуктивність.

Не робиться жодної спроби обґрунтувати цю конкретну реалізацію двоступеневого підсилювача, окрім як вказати, що схема була розроблена принаймні частково для його освітньої цінності. Оцінка характерних особливостей цієї конкретної схеми безпосередньо призводить до поліпшення розуміння інших операційних підсилювачів, включаючи ряд конструкцій інтегрованих схем, які еволюціонували з базової топології. Модифікації, включені в базову конструкцію, безумовно, не є єдиними можливими, і всі вони, ймовірно, будуть потрібні в будь-якому конкретному застосуванні. Схема ілюструє, як дизайнер може вирішити деякі компроміси, доступні йому, а також надає фон для більшої частини матеріалу в наступних розділах.

Огляд

Малюнок 9.1 Дискретно-компонентний операційний підсилювач. Примітка. Вказує 1% метал-плівковий резистор.

Повна схема і важливі рівні спокою показані на малюнку 9.1. Схема являє собою модифікацію основного підсилювача, який поєднує в собі диференціальний підсилювач, що включає кілька методів мінімізації дрейфу, описаних у розділі 7, з високим коефіцієнтом посилення, що складається з підсилювача каскаду, завантаженого джерелом струму. Буферний підсилювач одиниці-напруга-посилення ізолює вузол високого опору на виході підсилювача каскаду і забезпечує високу потужність вихідного приводу струму. Підсилювач призначений для забезпечення\(\pm 10-\text{volt}\) максимального вихідного сигналу і роботи від стандартних\(\pm 15-\text{volt}\) джерел живлення. Напруги живлення обидва обходять паралельним поєднанням електролітичного і керамічного конденсатора, так як ця комбінація ефективна в широкому діапазоні частот.

Ця схема поділяє характеристику з низкою інших помірно залучених конструкцій, що часто турбує початківців конструкторів схем, оскільки існує певна складність у визначенні того, які транзистори насправді знаходяться на шляху сигналу. Важливо вирішити цю невизначеність до будь-якого детального обговорення схеми. Посилаючись на рис. 9.1, ми бачимо, що\(Q_1\) транзистори і\(Q_2\) є диференціально-підсилювачем вхідного каскаду. Як ми побачимо, топологія другого ступеня обмежує емітерне з'єднання\(Q_4-Q_5\) пари, щоб бути поступово заземленим. Таким чином\(Q_5\) і\(Q_6\) формують підсилювач каскаду. Цей каскад, завантажений джерелом струму, забезпечує найбільшу частку посилення підсилювача, з аналізом, який повинен бути представлений, вказуючи на посилення напруги 180,000 у цій частині схеми.

Вузол високого опору на виході підсилювача каскаду ізольований з підключеним джерелом FET\(Q_8\). Послідовник джерела приводить в дію\(Q_{10}\) транзистори і\(Q_{11}\), які з'єднані як додатковий емітер послідовника.

Підсилювач можна компенсувати, підключивши відповідну мережеву роботу між зазначеними клемами, тим самим утворюючи незначний шлейф, який включає в себе каскад з високим коефіцієнтом посилення. Деталі цього процесу наведені в розділі 9.2.3.

Наведене вище обговорення показує, що шлях сигналу включає в себе тільки транзистори\(Q_1, Q_2, Q_5, Q_6, Q_8, Q_{10}\), і\(Q_{11}\). Решта транзистори використовуються або як джерела струму (\(Q_3\),, і\(Q_9\))\(Q_7\), або для зменшення дрейфу напруги, що відноситься до входу шляхом формування диференціального другого каскаду на d-c (\(Q_4\)), або для обмеження вихідного струму (\(Q_{12}\)і\(Q_{13}\)).

Детальні міркування

Після вибору топології схеми рішення щодо приблизних рівнів зміщення струму є необхідним першим кроком у детальному процесі проектування. Низькі рівні струму дають покращену продуктивність d-c, оскільки вхідні струми та самонагрівання вхідного етапу зменшуються. Однак частотна характеристика підсилювача знижується при роботі на малих струмах. (Див. Розділ 9.3.3 для опису компромісів потужності та швидкості.)

Для транзисторів першого ступеня був обраний компромісний колекторний струмовий рівень\(10\ \mu A\), який може забезпечити відмінну продуктивність d-c в поєднанні із замкнутим контуром частотної характеристики декількох МГц. Транзистор\(Q_3\) є джерелом струму, який забезпечує\(20-\mu A\) загальний струм спокою першого ступеня і забезпечує високий коефіцієнт відхилення синфазного режиму. Це джерело струму поділяє загальну мережу упередження з двома іншими джерелами струму. Мережа зміщення включає в себе діод, який забезпечує приблизну температурну компенсацію джерел струму, а також включає ємнісний обхід до негативного живлення. Обхід негативного живлення, а не до землі, є кращим в цьому випадку, оскільки він гарантує, що вихід джерела струму не залежить від високошвидкісних перехідних процесів на негативній лінії живлення.

Диференціальний вхідний каскад являє собою узгоджену пару транзисторів 2N5963. Пристрої вибираються так, щоб напруга база-випромінювача відповідала в межах 3 мВ при рівних струмах колектора і, крім того, щоб коефіцієнт посилення струму збігався з точністю до 10% на рівні робочого струму. Вони монтуються в безпосередній тепловій близькості для зменшення температурних перепадів. Обгортання дроту навколо пари або кріплення їх у алюмінієвому блоці, просвердленому для прийняття транзисторів, покращує тепловий зв'язок. 2N5963 обраний тому, що він недорогий і забезпечує типовий коефіцієнт посилення струму 1100 при струмі колектора\(10 \mu A\). Результуючий струм зміщення, необхідний на будь-якому вході, приблизно\(10\ nA\) без будь-якої форми компенсації струму. Компенсаційні методи, такі як описані в розділі 7.4.2, можуть бути використані для зниження цього струму зміщення до меншого,\(1\ nA\) ніж у діапазоні\(50^{\circ} C\) температур.

\(Q_5\)Транзистори і\(Q_6\) є каскад-підсилювач транзисторів. Додатковий транзистор PNP,\(Q_4\), використовується для поліпшення продуктивності d-c шляхом формування диференціального підсилювача з транзистором\(Q_5\). Хоча цей транзистор знижує дрейф, він ніяк не впливає на роботу\(Q_5-Q_6\) пари, як показано наступним обговоренням. Видно, що на низьких частотах точка загального випромінювача пари\(Q_4-Q_5\) поступово заземлена, оскільки лише диференціальні сигнали.

може бути застосований до цієї пари вхідним ступенем. Конденсатор (Як питання практичного інтересу, усунення цього конденсатора має лише незначний вплив на загальну продуктивність підсилювача, але ускладнює аналіз. Це приклад компонента, включеного в першу чергу для навчальних цілей.), включений через резистор\(33-k\Omega\) емітер-ланцюга гарантує, що випромінювач\(Q_5\) також залишається поступово заземленим на високих частотах. Оскільки транзистор\(Q_4\) включений тільки для поліпшення продуктивності d-c і не потрібен для посилення на будь-якій частоті, його базову схему можна обійти на помірних і високих частотах. Обхід страхує, що\(Q_1\) працює як загальноколекторний етап на цих частотах. В останньому розділі було згадано, що робота в цьому режимі є вигідною, оскільки вона мінімізує вхідну ємність, що бачиться в основі\(Q_1\) (інвертуючий вхід повного підсилювача), і, таким чином, дозволяє використовувати більш широкий спектр мереж зворотного зв'язку без значного високочастотного навантаження.

Підсилювач врівноважується зміною відносних значень резистора навантаження колектора на першому етапі. Оскільки транзистори вхідного каскаду підібрані для максимального диференціалу напруги база-емітер 3 мВ при рівних колекторних струмах, відношення струмів колектора буде максимально\(e^{3mV(q/kT)} \simeq 1.12\) при рівних напругах база-емітер. \(50-k\Omega\)Потенціометр, який дозволяє максимальне співвідношення колектор-резистор 1. 17:1, отже, є достатнім для балансування, навіть якщо існує деяка невідповідність базових струмів другого ступеня. Діод, що входить в\(Q_1-Q_2\) колекторну схему, забезпечує ступінь компенсації зміни напруги база-емітер транзисторів\(Q_4-Q_5\) з температурою з метою стабілізації їх струму спокою.

Транзистори 2N4250, що використовуються на другому етапі, є одним із доступних типів PNP з найвищим коефіцієнтом посилення, з типовим коефіцієнтом посилення струму понад 300 при\(50\ \mu A\) струмі колектора. Це посилення дозволяє п'ять до одного збільшити рівень спокою роботи між першим і другим етапами (цінно, оскільки це збільшення покращує пропускну здатність пристроїв другого ступеня) без серйозної шкоди продуктивності дрейфу. Це також сприяє високому загальному посиленню підсилювача. Хоча не потрібно використовувати один і той же тип транзистора для обох членів пари підсилювача каскоду, 2N4250 також використовується в загальній базовій секції каскоду (\(Q_6\)), оскільки він має високу\(r_{\mu}\), необхідну умову для посилення високої напруги. 2N3707, що використовується в якості навантаження джерела струму для каскаду, також вибирається частково через високий\(r_{\mu}\).

Всі критичні резистори, пов'язані з першими двома етапами, є прецизійними типами металевої плівки. Вони є кращими, оскільки їх низькі температурні коефіцієнти зменшують дрейф напруги та через низькі шумові характеристики.

Польовий транзистор використовується для ізоляції високоімпедансного вузла на виході каскаду. Практично нескінченний вхідний опір транзистора покращує посилення напруги. Також досягається економічність компонентів, оскільки для ізоляції, ймовірно, буде потрібно додатковий етап посилення струму, якби використовувалися біполярні транзистори. Джерело струму використовується для зміщення FET, так що струм зміщення не залежить від рівня вихідної напруги. Рівень спокою цього етапу обраний таким чином, щоб відповідати максимальним вимогам приводу для наступного етапу.

Додаткова пара випромінювач-послідовник (\(Q_{10}-Q_{11}\)) використовується для забезпечення великих позитивних або негативних вихідних струмів з мінімальним розсіюванням потужності спокою. На цій стадії використовуються транзистори з металевою банкою, а не з епоксидним корпусом для підвищення потужності. Два діоди, що входять в базову схему пари емітер-послідовник, зменшують перехресні спотворення, в той час як\(22-\Omega\) резистори виключають можливість теплового розбігу, що супроводжує це з'єднання.

\(Q_{12}\)Транзистори і\(Q_{13}\)\(22-\Omega\) комбінуйте з резисторами, щоб обмежити вихідний струм підсилювача приблизно\(30\ mA\). Ця схема обмежувача, яка по роботі схожа на діодний обмежувач, описаний в зв'язку з малюнком 8.27, використовується так як за формою ідентична тій, яка часто використовується в інтегральних схемах. Розглянемо «обмежувальний процес, коли вихідна напруга підсилювача негативна. Якщо струм раковини перевищує 25 до\(30\ mA\), транзистор\(Q_{13}\) проводить, так як його напруга база-емітер наближається до 600 мВ. Ця провідність зменшує базовий привід для\(Q_{11}\). Струм, який повинен проводитися для\(Q_{13}\) того, щоб виключити базовий привід,\(Q_{11}\) є не більше\(2\ mA\), вихідним рівнем джерела струму\(Q_9\).

Коли вихідна напруга підсилювача позитивна, транзистор\(Q_{12}\) проводить для обмеження вихідного струму. Ця ситуація потенційно небезпечна, оскільки можливо, що ведучий транзистор (\(Q_8\)) може бути зруйнований, якщо жоден механізм не обмежував струм його стоку. Однак геометрія TIS58 така, що струм його стоку є порядком того,\(5\ mA\) коли напруга затвор-джерело цього пристрою досягає значення прямої провідності. Таким чином, хоча транзистор\(Q_{12}\) може вести приблизно\(3\ mA\) в плюсовому межі вихідного струму, руйнування не\(Q_8\) представляється можливим. Відзначимо також, що оскільки максимальний струм колектора\(Q_6\) обмежується скромними значеннями\(33-k\Omega\) емітер-ланцюга резистором, пов'язаним з тим\(Q_4-Q_5\), що максимальний струм від\(Q_6\), не може травмувати будь-які пристрої.

Не робиться спроб контролювати внутрішні напруги підсилювача, такі як потенціал випромінювача\(Q_5\), під час перевантаження струму. Заряд, що зберігається на\(3.3-\mu F\) конденсаторі, затримує відновлення від перевантаження, але оскільки обмеження струму при нормальній роботі не передбачається (захист від перевантаження включається в першу чергу для захисту нас від власних помилок під час макетування системи), ця затримка неважлива.