8.4: ВИХІДНИЙ ПІДСИЛЮВАЧ

Фактори, що впливають на конструкцію диференціального підсилювача, який зазвичай використовується як вхідний каскад операційного підсилювача, були досліджені в главі 7, а конструкція ступенів, що забезпечують посилення високої напруги, була розглянута в попередніх розділах цієї глави. Сучасні операційні підсилювачі, що поєднують в собі вхідний каскад диференціального підсилювача (часто завантажений джерелом струму) з струмо-джерелом навантаженого другого ступеня вимагають кінцевого підсилювача для подачі вихідного струму і забезпечення додаткової ізоляції для попереднього каскаду з високим коефіцієнтом посилення. Лінія поділу між пристроями, що використовуються в основному для подачі вихідного струму, і тими, що використовуються для ізоляції вузла високого опору каскаду з високим коефіцієнтом посилення, часто туманна. Акцент у цьому розділі робиться на аспекті керування потужністю вихідного підсилювача. Керівні принципи попереднього розділу використовуються, коли ізоляція є основною метою.

Деякий тип схеми випромінювача-послідовника майже завжди використовується як вихідний каскад операційного підсилювача, оскільки ця конфігурація поєднує в собі необхідний коефіцієнт посилення струму з динамікою, яку зазвичай можна ігнорувати, поки не будуть досягнуті частоти вище одиничної частоти посилення повного підсилювача.

Малюнок 8.21 Послідовник випромінювача з резистивним зміщенням.

Найпростіше підключення емітер-послідовник показано на малюнку 8.21, і ця схема живиться від\(\pm\) 15-вольтових джерел живлення, які стали відносно стандартними для операційних підсилювачів. Хоча ця схема може забезпечити необхідний вихідний струм та ізоляцію, вона вимагає високої потужності спокою щодо максимальної потужності, яку вона може подавати на навантаження. Якщо схема сконструйована так, що вихідна напруга може коливатися мінімум до - 10 вольт (типове значення для роботи від 15-вольтових джерел), необхідно зробити\(R_E\) рівним половині мінімального очікуваного опору навантаження, так як при самому негативному вихідній напрузі транзистор буде відрізаний і Струм навантаження повинен подаватися через\(R_E\). Якщо, наприклад\(R_L = 500 \Omega\),\(R_E\) має бути менше або дорівнює застрахуватися\(250 \Omega\), що вихід - 10-вольт рівень може бути отриманий. Потужність, що подається\(200\ mW\) на навантаження, дорівнює\(v_O = \pm 10\text{ volts}\), тоді як загальна потужність, необхідна від джерел живлення в спокійних умовах (\(v_O = 0\)), становить 1,8 Вт, або потужність в дев'ять разів більша, ніж максимальна вихідна потужність для негативної вихідної напруги. Це низьке співвідношення пікової вихідної потужності до потужності спокою є нестерпним у багатьох додатках. Друга і пов'язана з цим проблема полягає в тому, що вхідний опір до каскаду буде тільки\(\beta R_L/3\) тоді, коли\(R_E\) вибирається гарантія - 10-вольтовий вихід.

Малюнок 8.22 Послідовник випромінювача зі зміщенням джерела струму.

Ситуація значно поліпшується, якщо зміщувальний резистор замінити джерелом струму, як показано на малюнку 8.22. А - вихід 10 вольт виходить с\(I = 10\text{ volts}/R_L\). Якщо ми використовуємо більш раннє значення\(500 \Omega\) for\(R_L\),\(200-mW\) піковий вихід для негативної\(600\ mW\) вихідної напруги призводить до спокою енергоспоживання. Вхідний опір ланцюга аналогічно збільшується в три рази.

Малюнок 8.23 Додатковий послідовник емітера.

Подальше поліпшення результатів, якщо використовується додатковий послідовник емітера (рис. 8.23). Жоден транзистор в цьому зв'язку не є упередженим вперед\(v_I = v_O = 0\), і, таким чином, спокій енергоспоживання ланцюга дорівнює нулю. NPN подає вихідний струм для позитивних вихідних напруг, тоді як PNP подає струм для негативних вихідних напруг. У будь-якому випадку проводить тільки один транзистор, так що струм навантаження потрібно тільки від завантаженого джерела живлення.

Малюнок 8.24 Взаємозв'язки входу-виводу для додаткового послідовника емітера. (\(a\)) Трансферні характеристики. (\(b\)) Форми хвиль.

Як і слід було очікувати, додатковий послідовник випромінювача має свої власні проблеми з дизайном; найскладніші з них включають встановлення відповідних рівнів спокою. Якщо схема побудована, як показано на малюнку 8.23, вона демонструє перехресне спотворення, оскільки для початку провідності необхідно переслати зміщення або транзисторного переходу бази до емітера приблизно на 0,6 вольт. Отже, існує 1,2-вольтовий діапазон вхідної напруги, при якому на виході залишається по суті нуль. Ідеалізовані характеристики передачі, а також репрезентативні вхідні та вихідні сигнали для цієї схеми показані на малюнку 8.24. Спочатку ми можемо відчути, що, оскільки ця схема призначена для використання в якості вихідного каскаду операційного підсилювача, ефект цієї нелінійності буде зменшений до незначних рівнів посиленням, яке передує їй у більшості додатків зворотного зв'язку. Насправді приклад, представлений в розділі 2.3.2, показав, що зворотний зв'язок практично виключає спотворення з цього типу мертвої зони в одній системі. На жаль, помірність нелінійності залежить від посилення лінійних елементів у циклі, і часто недостатня на більш високих частотах, де це посилення зменшується. В результаті, хоча вихідний каскад такий простий, як показано на малюнку 8.23, часом успішно використовується у високопотужних низькочастотних додатках, він зазвичай повинен бути лінеаризований, щоб забезпечити прийнятну продуктивність у ситуаціях середньої та високої частоти.

Малюнок 8.25 Один підхід до зміщення додаткового послідовника випромінювача.

Необхідна лінеаризація досягається шляхом прямого зміщення базово-емітерних переходів транзисторів так, що обидва проводять на низьких рівнях з нульовим вхідним сигналом. Одна концептуально можлива схема зміщення показана на малюнку 8.25. Якщо кожен з двох акумуляторів обраний для того, щоб просто включити відповідний транзистор, вхідні та вихідні напруги схеми будуть однаковими. Ігноруючи практичні труднощі, пов'язані з реалізацією плаваючих джерел напруги (які можна вирішити), можливі два типи труднощів: напруги зміщення будуть або занадто малі, або занадто великі. Ці проблеми виникають через експоненціальну та сильно залежну від температури залежність між струмом колектора та напругою бази до випромінювача. Якщо використовуються занадто малі напруги зміщення, частка перехресного спотворення залишається, тоді як якщо напруги зміщення занадто великі, схема може проводити значний струм спокою через два транзистори, і існує ймовірність теплового втечі.

Тепловий втеча - це потенційно руйнівний процес, який найлегше зрозуміти, розглядаючи транзистор зміщений з фіксованою напругою бази до емітера, так що він проводить деякий струм колектора. Розсіювання потужності, яке призводить до нагрівання транзистора, і оскільки пристрій працює при фіксованій напрузі бази до емітера, результуюче підвищення температури призводить до більшого струму колектора, що призводить до більш високого розсіювання потужності тощо Якщо посилення навколо цього теплового позитивного зворотного зв'язку петлі перевищує одиницю, струм колектора збільшується до тих пір, поки транзистор не загине. (Див. Проблема P8.13.)

Щоб уникнути цих труднощів, для забезпечення напруги зміщення зазвичай використовуються перехідні переходи. Якщо ці зміщувальні переходи узгоджені з переходами вихід-транзистор база-емітер і розташовані в безпосередній тепловій близькості до них, відмінний контроль струму зміщення результатів. Такий підхід особливо привабливий для монолітних інтегральних конструкцій через простоту отримання узгоджених, ізотермічних пристроїв з цією технікою будівництва. Подальшу страховку від теплового втечі часто отримують шляхом включення резисторів послідовно з випромінювачами вихідних транзисторів. Падіння напруги на цих резисторах зменшують напругу бази до випромінювача і, таким чином, мають тенденцію стабілізувати струми зміщення при збільшенні цих струмів. Значення цих резисторів являє собою компроміс між підвищеною стабільністю робочої точки, що виникає внаслідок більш високих значень резисторів і нижчим вихідним опором, пов'язаним з меншими резисторами. Компромісне значення приблизно майже часто\(25 \Omega\) використовується для конструкцій з піковим вихідним струмом в\(20-mA\) діапазоні.

Малюнок 8.26 Схема зміщення використовується в підсилювачі 741.

В операційному підсилювачі з інтегральною схемою 741 використовується одна цікава варіація схеми зміщення для додаткового з'єднання випромінювача-послідовника. Ця схема показана в спрощеному вигляді разом з тихими рівнями струму на малюнку 8.26. Обведені компоненти функціонують як діод з половиною (а точніше діодом і трьома п'ятими) для встановлення консервативного значення зміщення-напруги. Оскільки базовий струм транзистора невеликий порівняно з струмами через два резистори, це з'єднання негативного зворотного зв'язку змушує напруги на резисторах бути пропорційними їх відносним значенням.

Хоча методи зміщення вперед роблять використання додаткових зв'язків практичним, незначні нелінійності зазвичай залишаються. З цієї причини операційні підсилювачі, призначені для використання на дуже високих частотах, іноді використовують спостережувач випромінювача, зміщений джерелом струму (рис. 8.22) для досягнення поліпшеної лінійності.

Часто необхідно включити обмеження струму в конструкцію вихідного каскаду, призначеного для застосування загального призначення. Хоча було б ідеально, якби межа струму захищала підсилювач для шорт від виходу до землі або напруги живлення, ця вимога часто сильно компрометує максимальний вихідний струм. Отже, межа струму часом розрахована на захист тільки від вихідних-заземлюючих шорт.

Малюнок 8.27 Резистивно упереджений доповнювач випромінювача.

На малюнку 8.27 показаний дискретно-компонентний вихідний каскад, який ілюструє деякі поняття, введені вище. Припустимо, що рівні вхідної та вихідної напруги є нульовими, і що з виходу не проводиться струм. У цих умовах приблизно 3 мА протікає через діоди\(D_1\)\(D_2\) і два\(4.7-k\Omega\) резистори. Якщо діоди\(D_1\) і\(D_2\) узгоджені з базою-емітером переходів\(Q_1\) і\(Q_2\), відповідно, струм спокою зміщення транзисторної пари трохи більше\(1\ mA\). (Деталі цього виду розрахунку наведені в розділі 10.3.1.) \(22-\Omega\)Резистори ефективно захищають від теплового втечі. Припустимо, наприклад, що температури транзисторних переходів кожного піднімаються\(50^{\circ} C\) вище відповідних діодів. В результаті цього перепаду температур напруга на кожному\(22-\Omega\) резисторі збільшується максимум\(100\ mV\), і, таким чином, приріст струму спокою обмежується менше ніж\(5\ mA\).

Базовий привід для транзисторів подається від\(4.7-k\Omega\) резисторів, а не безпосередньо від джерела вхідного сигналу. Межа струму виникає, коли цей необхідний струм приводу усувається наступним чином. Припустимо, що вхідна напруга є позитивним і що транзистор\(Q_1\) подає вихідний струм приблизно\(25\ mA\). У цих умовах діод\(D_3\) знаходиться на межі провідності, так як при приблизно однакових напругах поперек\(D_1\) і переходу база-емітер\(Q_1\), напруги на верхньому\(22-\Omega\) резисторі (\(22 \Omega \times 25\ mA = 550\ mV\)) і\(D_3\) майже рівні. Якщо джерело вхідного сигналу обмежений низьким вихідним струмом, діод\(D_3\) затискає рівень вхідної напруги, запобігаючи подальшому збільшенню базового приводу. Оскільки граничний рівень струму пропорційний прямому напрузі діода, граничний рівень зменшується зі збільшенням температури навколишнього середовища. Ця залежність вигідна, оскільки потужність вихідних транзисторів також зменшується з підвищенням температури.

Ця відносно проста схема часто є адекватним вихідним каскадом. Один недолік полягає в тому, що на вхідному опорі ланцюга переважає паралельна комбінація резисторів зміщення. Так як вихідний струм обмежений приблизно\(25\ mA\), передбачається мінімальне навантаження резисторів на порядок.\(400 \Omega\) Коефіцієнт посилення струму вихідної пари гарантує, що вхідне навантаження, пов'язане з цим значенням резистора навантаження, незначне порівняно з навантажувальними резисторами. Збільшення значення зміщувальних резисторів може призвести до недостатнього базового приводу при максимальних вихідних напругах.

Малюнок 8.28 Ток-джерело зміщений комплементарний емітер послідовник.

Схема, показана на малюнку 8.28, може використовуватися, коли необхідний максимальний вхідний опір буферного підсилювача. Діоди\(D_1\) і\(D_2\) функціонують так, як вони робили в попередній схемі. Однак вони упереджені з джерелами\(1-mA\) cur rent, утвореними транзисторами,\(Q_3\)\(Q_4\) а не резисторами. Високий інкрементний опір цих джерел струму мінімізує навантаження на вході підсилювача. Так як джерела струму постачають базовий привід для вихідних транзисторів, відключення цих джерел струму обмежує вихідний струм. Обмеження відбувається наступним чином для позитивного вхідної напруги. Коли вихідний струм приблизно\(30\ mA\), напруга на кінці катода діода\(D_3\) дорівнює напрузі в основі\(Q_3\). Подальше збільшення вихідного струму знижує величину верхнього джерела струму, тим самим зменшуючи привід.

Вправа\(\PageIndex{1}\)

Розглянемо операційний підсилювач, побудований з\(n\) однаковими каскадами, і функцію передачі з відкритим контуром

\[a(s) = \dfrac{a_o}{(\tau s + 1)^n} \nonumber \]

Цей підсилювач використовується в неінвертуючому з'єднанні одиниця-посилення. Визначте максимальне стабільне значення\(a_o\) for\(n = 3\) і\(n= 4\). Що таке граничне стабільне значення\(a_o\) для\(n = 3\) і\(n = 4\). Що таке граничне стабільне значення для\(a_o\) AS\(n \to \infty\)?

Вправа\(\PageIndex{2}\)

Малюнок 8.29 Багатоступінчастий операційний підсилювач.

На малюнку 8.29 показана модель багатоступінчастого операційного підсилювача. Вихідний опір вхідної секції підсилювача дуже високий, а передача допуску є

\[y(s) = \dfrac{I_a (s)}{V_i (s)} = \dfrac{0.67 \times 10^{-2}}{(10^{-6} s + 1)(10^{-7} s + 1)}\nonumber \]

Спокійний колекторний струм транзистора є\(100\ \mu A\). Транзисторні параметри включають\(\beta = 100\)\(C_{\mu} = 5\ pF\),, і\(C_{\pi} = 10\ pF\). Ви можете припустити, що однополюсне наближення адекватно характеризує етап com mon-випромінювача, і що вхідний опір буферного підсилювача дуже високий. Ігнорувати ефекти модуляції ширини основи.

(а) Знайдіть функцію передачі\(V_o (s)/V_i (s)\) для цього підсилювача. Яка величина цієї передавальної функції на частоті, де вона має фазовий зсув\(-180^{\circ}\)?

(b) Визначте компенсуючий імпеданс, який може бути розміщений між базою та емітером транзистора так, щоб другий полюс компенсованої передавальної функції відбувався поблизу його одиничної частоти посилення. Що таке функція передачі з відкритим контуром з вашою компенсацією?

(c) Знайдіть компенсуючий імпеданс, який може бути розміщений між колектором та базою транзистора, щоб отримати функцію передачі, подібну до отриманої частково\(b\).

Вправа\(\PageIndex{3}\)

Малюнок 8.30 Блок-схема для підсилювача зворотного зв'язку.

Модель операційного підсилювача, що включає компенсацію зворотного зв'язку, показана на малюнку 8.30. Приблизна функція передачі розімкнутого контуру\(V_o (s)/ V_i(s)\) для цього підсилювача. (Зверніть увагу, що ви повинні бути в змозі оцінити передавальну функцію інтересу досить точно, не враховуючи жодних поліномів.) Що таке зсув фаз підсилювача на частоті одиниці посилення? Намалюйте графік Боде передавальної функції. Прокоментуйте можливі труднощі з цим підсилювачем.

Вправа\(\PageIndex{4}\)

Чи очікуєте ви, що коефіцієнт\(\eta\) модуляції ширини основи біполярного транзистора буде більш сильно залежним від струму спокою колектора або напруги спокою колектора до емітера? Поясніть.

Вправа\(\PageIndex{5}\)

Малюнок 8.31\(I-V\) Характеристики транзисторів.

На малюнку 8.31 показані характеристики певного транзистора NPN як dis відтворюється на кривому трасері, коли базовий струм є\(10\ \mu A\). Знайти значення для\(g_m, r_{\pi}, r_o\), і\(r_{\mu}\) для цього пристрою дійсні при\(I_C = 1\ mA\),\(V_{CE} = 10\text{ volts}\). Кошторис\(\eta\) для цього транзистора.

Вправа\(\PageIndex{6}\)

Припустимо, що транзисторне з'єднання, показане на малюнку 8.14, модифіковано, щоб включити джерело струму зміщення, що збільшує значення струму емітера\(Q_1\). Висловіть коефіцієнт посилення напруги і трансопір отриманої ланцюга через значення джерела зміщення та інших параметрів ланцюга.

Вправа\(\PageIndex{7}\)

Малюнок 8.32 Підсилювач Дарлінгтона, завантажений джерелом струму.

Підключення Дарлінгтона, завантажене струмом джерелом, показано на малюнку 8.32. Знайдіть низькочастотний коефіцієнт посилення напруги і транзистор цієї схеми, припускаючи, що обидва транзистори мають однакові значення для\(\beta\) і\(\eta\).

Вправа\(\PageIndex{8}\)

Малюнок 8.33 Диференціальний підсилювач, завантажений струмом джерела.

Визначте низькочастотний коефіцієнт посилення\(v_o/v_i\) і поперечний опір\(v_o/i_i\) для диференціального підсилювача, завантаженого джерелом струму, показаних на малюнку 8.33. Припустимо, обидва транзистори ідентичні і характеризуються\(\beta\) і\(\eta\).

Вправа\(\PageIndex{9}\)

Біполярний транзистор використовується в з'єднанні струм-джерело з його емітером, підключеним до землі. Порівняйте вихідні опори, які виникають при зміщенні бази транзистора з високим або низьким джерелом опору. Показати, що однакові значення призводять до вихідного опору підсилювача загального випромінювача, завантаженого ідеальним джерелом струму як функція опору джерела руху.

Вправа\(\PageIndex{10}\)

Транзистор доступний з\(\beta = 200\) і\(\eta = 5 \times 10^{-4}\). Цей пристрій використовується як частина загального випромінювача струм-джерелом завантаженого каскоду з'єднання, що працює при струмі спокою\(10\ \mu A\). Другий каскодний транзистор може бути або біполярним пристроєм з параметрами, зазначеними вище, або FET з\(y_{fs} = 10^{-4}\text{ mho}\) і\(y_{os} = 10^{-6}\text{ mho}\). (Див. Рис. 8.19\(b\) для моделі підвищення психічного FET.) Порівняйте посилення напруги, яке призводить до цих двох варіантів.

Вправа\(\PageIndex{11}\)

Малюнок 8.34 Підсилювач високого коефіцієнта посилення.

Розглянемо підсилювач, показаний на малюнку 8.34. Зміщення таке, що коли всі пристрої знаходяться в своїх лінійних робочих областях, спокій робочий струм є\(10\ \mu A\). Знайдіть посилення напруги цього з'єднання, припускаючи, що всі чотири біполярні транзистори мають однакові значення параметрів, як і обидва FET. Використовуйте значення, наведені в задачі P8.10. Оцініть частоту розриву домінуючого полюса в функції передачі підсилювача, припускаючи, що обидва FET мають ємності стоку до затвора\(2\ pF\) і що ці ємності домінують в частотній характеристиці.

Вправа\(\PageIndex{12}\)

Малюнок 8.35 Послідовник випромінювача.

Визначте вхідний опір з'єднання емітер-послідовник, показаний на малюнку 8.35, як функцію параметрів транзистора і спокійних робочих рівнів. Можна припустити, що обидва транзистори ідентичні.

Вправа\(\PageIndex{13}\)

Тепловий втеча - це потенційно руйнівний процес, який може призвести, коли транзистор працює при фіксованій напрузі бази до емітера та колектор-емітер через наступну послідовність подій. Прилад нагрівається як наслідок розсіюється в ньому потужності. Таке нагрівання призводить до більш високого струму колектора, відповідно більш високої потужності розсіювання, а отже, і подальшого підвищення температури. Метою цієї задачі є визначення умов, за яких призводить необмежений тепловий розбіг.

Транзистор, про який йде мова, зміщений з фіксованою напругою колектора до емітера 10 вольт та фіксованою напругою бази до емітера, яка дає струм спокою колектора\(I_C\). Ви можете припустити, що транзистор має велике значення для\(\beta\), і що транзисторна база-емітер напруга, колекторний струм і температура пов'язані рівнянням 7.2.1. Постійна А в цьому рівнянні така, що струм колектора транзистора знаходиться при\(10\ mA\) температурі\(0^{\circ} C\) чіпа з напругою бази до емітера\(650\ mV\).

Пристрій працює при температурі навколишнього середовища\(0^{\circ} C\). Вимірювання показують, що температура чіпа лінійно пов'язана з розсіюванням потужності. Передавальна функція, що стосується цих двох величин, є

\[\dfrac{T_j (s)}{P_d (s)} = 100 \left ( \dfrac{1}{10^{-3} s + 1} + \dfrac{1}{100s + 1} \right )\nonumber \]

де\(T_j\) знаходиться температура переходу в градусах Цельсія і\(P_d\) це потужність приладу, розсіюється у ватах.

Сформуйте лінеаризовану блок-схему, яка дозволяє досліджувати можливість теплового втечі. Визначте значення спокою,\(I_C\) що призводить до руйнування транзисторів. Тепер змініть свою блок-схему, щоб показати, як включення резистора транзистора емітера збільшує безпечну область роботи з'єднання.

Вправа\(\PageIndex{14}\)

Певний операційний підсилювач може подавати вихідний струм\(\pm 5\ mA\) над діапазоном вихідної напруги\(\pm 12\text{ volts}\). Створіть одиничний етап посилення напруги, який може бути доданий до виходу операційного підсилювача, щоб скласти вихідну здатність комбінації принаймні\(\pm 100\ mA\) в\(\pm 10-\text{volt}\) діапазоні. Доступні напруги електроживлення є\(\pm 15\text{ volts}\). Припустимо, що доступні додаткові транзистори\(\beta\) з мінімумом 50 і здатністю розсіювання потужності 2,5 Вт. Також доступний розумний вибір пристроїв малої потужності. Ваша конструкція повинна включати обмеження струму, щоб захистити його для шортів від виходу сцени на землю.