8.2: ТОПОЛОГІЇ ПІДСИЛЮВАЧІВ

Вимоги зазвичай обмежують вхідний і вихідний каскади операційного підсилювача бути диференціальним підсилювачем і деяким типом буфера (зазвичай емітер-послідовник з'єднання), відповідно.

Саме на проміжній стадії або етапах проявляється гнучкість конструкції, а різниця в продуктивності між хорошим і поганим контуром часто.

відображає відмінності в проміжно-ступінчастому проектуванні. Основна мета продуктивності полягає в тому, що ця частина ланцюга забезпечує високий коефіцієнт посилення напруги в поєднанні з передавальною функцією, яка забезпечує стабільну, широкосмугову поведінку в різних з'єднаннях зворотного зв'язку. Крім того, гнучкість легко і передбачувано модифікувати функцію передачі відкритого контуру підсилювача з метою оптимізації його для конкретного підключення зворотного зв'язку бажана для конструкції загального призначення.

Дизайн з трьома ступенями посилення напруги

Малюнок 8.1 Один підхід до конструкції операційного підсилювача.

Одна дуже часто використовувана конструкція показана в спрощеному вигляді на малюнку 8.1. Шляхи, позначені feedforward, є однією з методів, що використовується для стабілізації підсилювача, і не є суттєвим для початкового опису роботи. The

базова схема використовує диференціальний вхід, оскільки це з'єднання є обов'язковим для низького дрейфу та високого коефіцієнта відхилення синфазного режиму. Для забезпечення посилення високої напруги, характерного для операційних підсилювачів, використовуються два загальні емітерні каскади (\(Q_3\)транзистори і\(Q_4\)). Якийсь буферний підсилювач (показаний діаграматично як підсилювач одиниці посилення у вихідній частині) використовується для забезпечення необхідних вихідних характеристик.

Випадковий огляд вказує на деякі заслуги для конструкції малюнка 8.1. Можливий низький дрейф і d-c виграш понад 10 може бути досягнутий. Складність проявляється тільки при дослідженні динаміки підсилювача. Функція передачі\(V_o(s)/ [V_{i2} (s) - V_{i1} (s)]\) визначає стабільність з'єднань зворотного зв'язку. При типових значеннях елементів ця передавальна функція має три або чотири полюси, розташовані в діапазоні частот від двох до трьох десятиліть. Неможливо досягти великої величини петлі-передачі і одночасно підтримувати стабільність за допомогою цього типу передавальної функції. Дизайнер цього типу підсилювача повинен бути відмовлений, коли він порівнює свою схему з ланцюгом генератора фазового зсуву, де негативний зворотний зв'язок застосовується навколо трьох або більше близько розташованих полюсів.

Проблему можна проілюструвати обчисленням передавальної функції для підсилювача, показаного на малюнку 8.1, зі значеннями компонентів, переліченими в таблиці 8.1. Причини вибору цих значень компонентів наступні. Джерела п'ятнадцятивольт використовуються, так як ця величина стала стандартом для багатьох твердотільних операційних підсилювачів. Спокійний робочий струм першого ступеня низький, щоб зменшити вхідний струм зміщення.

Відносно скромні збільшення струмів спокою від етапу до стадії використовуються для мінімізації навантажувальних ефектів. На цих рівнях опір ланцюга такі, що незначна зміна передавальної функції призводить, якщо\(r_x\) вважати рівним нулю. Однак\(r_x\) був збережений для повноти. У перехідних ємностях переважають ефекти шару простору заряду при низьких робочих орендах Cur, тому приймаються рівні значення для всіх ємностей транзисторів. Зрозуміло, що будь-яке рівне зміна всіх ємностей просто частоти масштабує передавальну функцію. Резистори в базових ланцюгах\(Q_3\) і\(Q_4\) приймаються великими, щоб максимізувати коефіцієнт посилення d-c. На практиці джерела струму можуть використовуватися для підтримки високого інкрементного опору і встановлення струмів зміщення. Резистор\(R_3\) вибирається таким чином, щоб дати спокій вихідну напругу, рівну нулю.

Таблиця 8.1. Значення параметрів для прикладу з використанням підсилювача малюнка 8.1

Напруги живлення: \(\pm 15\ V\)

Струми зміщення: \(I_{C1} = I_{C2} = 10\ \mu A\) \(I_{C3} = 50\ \mu A\) \(I_{C4} = 250\ \mu A\)

Транспровідність (1) мається на увазі струми зміщення: \(g_{m1} = g_{m2} = 4 \times 10^{-4} \text{ mho}\) \(g_{m3} = 2 \times 10^{-3} \text{ mho}\) \(g_{m4} = 10^{-2} \text{ mho}\) (1) Нагадаємо, що для будь-якого біполярного транзистора, що працює на поточних рівнях, де Омічні краплі неважливі, транспровідність пов'язана з струмом спокою колектора\(g_m = q|I_C|/kT \simeq 40 V^{-1} |I_C|\) при кімнатній температурі.

Інші параметри транзистора: \(\beta = 100 \text{ (all transistors)}\) \(r_{\pi 1} = r_{\pi 2} = 250\ k\Omega\) \(r_{\pi 3} = 50\ k \Omega\) \(r_{\pi 4} = 10\ k \Omega\) \(r_{x} = 100 \Omega \text{ (all transistors)}\) \(C_{\mu} = C_{\pi} = 10\text{ pF (all transistors)}\)

\(R_1\)Резистори: і\(R_2\) великі в порівнянні з\(r_{\pi 3}\) і\(r_{\pi 4}\), відповідно. \(R_3 = 60\ k\Omega\) (Задоволення нерівностей зазвичай вимагає використання джерел струму, а не резисторів у практичних конструкціях.) Буферний підсилювач передбачається мати нескінченний вхідний опір

Малюнок 8.2 Функція передачі для підсилювача Рисунок 8.1

Створена комп'ютером функція передачі\(V_o (j\omega)/[V_{i2} (j\omega) - V_{i1} (j\omega)]\) для цього підсилювача показана у формі Bode-plot на малюнку 8.2. (Посилення підсилювача для сигналів, що застосовуються до двох його входів, не ідентичні на високих частотах, оскільки частка сигналу, що\(Q_1\) подається на базу, пов'язана безпосередньо з\(Q_3\) базою через колектор-базову ємність\(Q_1\). Цей ефект, який є незначним, поки частоти не наближаються до транзисторів, що використовуються в схемі, був проігнорований при обчисленні функції передачі підсилювача, так що справжній диференціальний вираз посилення результатів.)\(f_T\) Дві важливі особливості цієї передавальної функції легко пов'язані з параметрами схеми. Низькочастотний коефіцієнт посилення можна визначити шляхом огляду. Викликаючи звичайні припущення, поступові зміни струму колектора першого ступеня пов'язані з поступовою зміною диференціальної вхідної напруги як

\[i_{c1} = - \left (\dfrac{v_{i2} - v_{i1}}{1/g_{m1} + 1/g_{m2}} \right ) \label{eq8.2.1} \]

Так як\(R_1\) великий в порівнянні з вхідним опором\(Q_3\), весь цей поступовий струм тече в базу\(Q_3\). Цей базовий струм посилюється в рази\(\beta_3\), і в результаті чого інкрементний струм надходить в базу\(Q_4\). Інкрементна вихідна напруга стає

\[v_o = i_{c1} \beta_3 \beta_4 R_3 \label{eq8.2.2} \]

поєднуючи рівняння\(\ref{eq8.2.1}\) і\(\ref{eq8.2.2}\) показує, що коефіцієнт посилення напруги низької частоти

\[\dfrac{v_o}{v_{12} - v_{i1}} = \dfrac{\beta_3 \beta_4 R_3}{(1/g_{m1} + 1/g_{m2})} \nonumber \]

Підстановка значень параметрів з таблиці 8.1 в це рівняння показує, що інкрементний коефіцієнт посилення d-c дорівнює\(1.2 \times 10^5\).

Малюнок 8.3 Модель використовується для визначення динаміки кінцевого загального емітерного каскаду триступеневого підсилювача.

Полюс найнижчої частоти, побудований на малюнку 8.1, має частоту розриву\(1.36 \times 10^4\) радіанів в секунду. Цей полюс є результатом зворотного зв'язку через ємність колектора до основи\(Q_4\) (іноді його називають ефектом Міллера), як показано наступним розвитком. Інкрементна модель, яка може бути використана для оцінки трансімпдансу кінцевої ступені загального випромінювача, показана на малюнку 8.3. Цей трансимпеданс є мультиплікативним терміном у повній передавальній функції підсилювача.

Рівняння вузлів для цієї схеми є

\[\begin{array} {rcl} {-I_{c3}} & = & {[g_{\pi 4} + (C_{\mu 4} + C_{\pi 4})s] V_a - C_{\mu 4} s V_o} \\ {0} & = & {(g_{m4} - C_{\mu 4})s V_a + (G_3 + C_{\mu 4} s) V_o} \end{array} \nonumber \]

Розв'язування трансимпедансу показує, що

\[\dfrac{V_o (s)}{I_{c3} (s)} = \dfrac{\beta R_3 [-(C_{\mu 4}/ g_{m4})s + 1]}{r_{\pi 4} R_3 C_{\mu 4} C_{\pi 4} s^2 + r_{\pi 4} \{[(g_{m4} + g_{\pi 4}) R_3 + 1]C_{\mu 4} + C_{\pi 4} \} s + 1}\label{eq8.2.5} \]

У знаменнику Рівняння зазвичай\(\ref{eq8.2.5}\) переважає термін, який включає коефіцієнт\(g_{m4}R_3 C_{\mu 4}\), що відображає важливість зворотного зв'язку через\(C_{\mu 4}\). Підставляючи значення з таблиці 8.1 в Рівняння\(\ref{eq8.2.5}\) та факторинг номінатора поліномінальних результатів у

\[\dfrac{V_o (s)}{I_{c3} (s)} = \dfrac{6 \times 10^6 (-10^{-9} s + 1)}{(10^{-9} s + 1)(6.08 \times 10^{-5} s + 1)}\label{eq8.2.6} \]

Цей розвиток показує, що вихідний каскад мав би\(1.64 \times 10^4\) домінантний полюс з частотою розриву радіан в секунду у своїй передавальній функції, якщо інші компоненти схеми не змінювали розташування цього полюса. Ця величина узгоджується з розташуванням домінуючого полюса для повного підсилювача в межах приблизно 20%.

Алгебру, що бере участь у отриманні цього результату, можна обійти, визнаючи, що однополюсний (П.Е. Грей і К.Л. Сірл, Електронні принципи: фізика, моделі та схеми, Wiley, Нью-Йорк, 1969, стор. 497-503.) (або ефект Міллера) наближення до вхідного ca paitance транзистора\(Q_4\) прогнозує значення

\[C_T = C_{\pi 4} + C_{\mu 4} (1 + g_{m4} R_3)\label{eq8.2.7} \]

Частота розриву, оцінена на цьому вузлі, дорівнює

\[\omega_h = \dfrac{1}{r_{\pi 4} C_T} = 1.66 \times 10^4 \text{ rad/sec} \nonumber \]

Хоча посилення d-c та домінуюче розташування полюса для цієї конфігурації легко оцінюються, розташування інших особливостей передавальної функції пов'язано з параметрами підсилювача більш складним чином.

Істотна особливість, яку слід отримати з графіка Боде на малюнку 8.2, полягає в тому, що ця функція передачі далека від ідеальної для використання в багатьох з'єднаннях зворотного зв'язку. Підсилювач безнадійно нестабільний, якщо він працює з його неінвертирующим входом, підключеним до інкрементного заземлення, і проводом, що з'єднує його вихід з його інвертуючим входом, створюючи петлю з\(a\) як показано на графіку Боде і\(f = 1\). Насправді, якщо частотно-незалежний зворотний зв'язок застосовується навколо підсилювача, необхідно зменшити величину передачі петлі на 50 разів нижче коефіцієнта посилення самого підсилювача, щоб зробити його стабільним в абсолютному сенсі, і в рази 2000 для отримання\(45^{\circ}\) фазового запасу. Необхідне ослаблення можна було отримати за допомогою резистивного шунтування входу підсилювача або за допомогою використання лаг-мережі (див. Розділ 5.2.4). Будь-який із цих підходів серйозно компрометує дечутливість та продуктивність шуму у багатьох додатках через велике загасання, необхідне для стабільності. Кращі результати зазвичай можна отримати, змінивши динаміку самого підсилювача.

Компенсаційні триступеневі підсилювачі

Малюнок 8.4 Компенсація шляхом додавання імпедансу шунта.

Для поліпшення динаміки підсилювача, подібного до описаного в попередньому розділі, часто використовуються як мінімум два методи. Один з таких підходів визнає, що полюси в підсилювачі можуть бути змодельовані як відбуваються через\(R-C\) ланцюгів, розташованих на різних вузлах підсилювача. Цей тип асоціації був зроблений в попередній секції для домінуючого полюса підсилювача. Передавальна функція для ступеня посилення включає мультиплікативний термін загального вигляду\(R_e/(R_eC_e s + 1)\), де\(R_e\) і\(C_e\) є ефективним опір і ємність на конкретному вузлі (див. Рис. Якщо компенсуюча послідовна\(R-C\) мережа на землю, що складається з резистора\(R_c \\ R_e\), і конденсатора\(C_c \gg C_e\) додається, передавальна функція стає

\[\dfrac{V_o (s)}{I_i (s)} \simeq \dfrac{R_e (R_c C_c s + 1)}{(R_e C_c s + 1)(R_c C_e s + 1)} \nonumber \]

Малюнок 8.5 Вплив додавання шунтуючого імпедансу на передавальну функцію одного ступеня.

Однополюсний був замінений двома полюсами і нулем. (Зверніть увагу, що асимптотична поведінка на високих і низьких частотах, яка контролюється\(R_e\) і\(C_c\), не була змінена.) Значення компонентів вибираються так, щоб один полюс відбувався на значно меншій частоті, ніж вихідний полюс, а інший - на частоті вище одиничної частоти посилення повного підсилювача, як показано на малюнку 8.5. Позитивний зсув фаз нуля часто може поліпшити фазовий запас підсилювача. Цей тип компенсації можна розглядати як комбінацію некомпенсованої передавальної функції з відповідним чином розташованими функціями відставання та передачі відведення. Хоча особливості повинні бути пов'язані так, щоб компенсовані та некомпенсовані функції передачі були ідентичними на дуже низьких і дуже високих частотах, другий полюс завжди можна перемістити на довільно високі частоти, розташувавши перший полюс на досить низькій частоті.

Малюнок 8.6\(s\) -плоскі графіки, що ілюструють вплив шунтуючого імпедансу на триступеневу передавальну функцію

Альтернативний спосіб перегляду цього виду компенсації показаний на діаграмах s-площин малюнка 8.6. Передбачається, що триступеневий підсилювач має три полюса на цікавлять частотах. Найнижчочастотний полюс тріади замінюється двома полюсами і нульовим за допомогою шунтуючої\(R-C\) мережі. Один з можливих способів вибору місць сингулярності - використовувати нуль, щоб скасувати другий полюс у вихідній функції передачі та знайти високочастотний полюс, який є результатом компенсації над вихідним полюсом найвищої частоти. Чистий ефект цього типу компенсації полягає в збільшенні поділу полюсів, щоб можна було досягти більшої дечутливості для заданої відносної стійкості.

Існує кілька варіацій базової компенсаційної схеми. Подібні види передавальних функцій можна реалізувати шляхом підключення послідовної\(R-C\) мережі від колектора до бази транзистора, а не від його бази до інкрементально заземленої точки. Один і той же вид компенсації може бути використаний на більш ніж одному вузлі, і ця багаторазова компенсація часто потрібна в більш складних підсилювачах.

Хоча цей загальний тип компенсації є ефективним і успішно застосовується до ряду конструкцій підсилювачів, він менш ніж ідеальний з кількох причин. Одним з найбільш важливих міркувань є те, що визначення значень елементів, які призводять до заданої передавальної функції, вимагає досить залучених розрахунків. Ця складність, як правило, відштовхує користувача від пошуку оптимальних значень компенсуючих елементів для використання в інших, ніж стандартних додатках. Цей тип компенсації також вимагає великих конденсаторів (зазвичай\(1000\ pF\) до\(0.1 \mu F\)), коли мережа шунтується від бази до інкрементного заземлення. Накопичення енергії великого конденсатора може затримати відновлення після перевантаження підсилювача, яка заряджає конденсатор до неправильного рівня напруги.

Альтернативний тип компенсації, який може використовуватися окремо або в поєднанні з шунтуючим імпедансом, полягає в тому, щоб «подавати вперед» навколо одного або декількох каскадів підсилювача, як показано на малюнку 8.1. Тут буферний підсилювач одиниці-напруги посилення (не суттєвий, але включений в деякі конструкції для запобігання навантаженню на інвертуючому вхідному терміналі) з'єднує вхідний сигнал на базу\(Q_4\) через конденсатор\(C_f\). Оскільки перші каскади обходять на високій частоті, високочастотна динаміка операційного підсилювача повинна бути по суті такою вихідного каскаду. Надія полягає в тому, що вихідний каскад має тільки один полюс на частотах, що цікавлять, і тому буде стабільним при будь-якій кількості частотно-незалежного зворотного зв'язку.

Feedforward не позбавлений своїх недоліків. Частотна характеристика підсилювача зворотного зв'язку значно нижча для сигналів, що подаються на неінвертуючий вхід, ніж для сигналів, що застосовуються до його інвертуючого входу. Таким чином,

підсилювач має значно зменшену пропускну здатність при використанні в неінвертуючих з'єднаннях. Існують також проблеми, які випливають з типу передавальних функцій, які є результатом компенсації зворотного зв'язку. Зазвичай відбувається відкат другого або третього порядку на низьких частотах, при цьому функція передачі відновлюється до першого порядку поблизу частоти посилення одиниці. Оскільки ця передавальна функція нагадує ті, що отримані з компенсацією затримки, час осідання може бути відносно довгим через малі амплітудні «хвости», які можуть призвести до компенсації затримки (див. Розділ 5.2.6). Також можливо, щоб ці підсилювачі стали умовно стабільними в певних з'єднаннях (Розділ 6.3.4). Ця тема досліджується в задачі Р8.3.

Малюнок 8.7 Операційний підсилювач з інтегральною схемою 709.

Перш ніж залишити тему триступеневих підсилювачів, варто відзначити свободу, яка була взята у визначенні сцени. Етапи ніколи не бувають такими простими, як показано на малюнку 8.1. Істотна особливість, яка характеризує стадію посилення напруги, полягає в тому, що він, як правило, вводить один полюс на помірних частотах. 709 (рис. 8.7) - приклад раннього підсилювача з інтегрованою схемою, який представляє собою триступеневу конструкцію. Хоча ми не маємо наміру детально досліджувати роботу цієї схеми (кілька сучасних та більш корисних підсилювачів описані в главі 10), основний шлях потоку сигналу ілюструє триступінчастий характер цієї конструкції. \(Q_1\)Транзистори і\(Q_2\) утворюють диференціальний підсилювач. Основне посилення другого ступеня відбувається через\(Q_4-Q_6\) підключену пару Дарлінгтона. \(Q_3\)Транзистори\(Q_5\) комплектують диференціальним другим ступенем з\(Q_4-Q_6\) парою і включаються в першу чергу для зменшення дрейфу підсилювача. \(Q_8\)Транзистори і\(Q_9\) використовуються для зсуву рівня, при цьому загальний\(Q_{12}\) емітерний етап кінцевої стадії посилення напруги. Послідовники випромінювача\(Q_{13}\) і\(Q_{14}\) функціонують як буферний підсилювач. Існує деякий зворотний зв'язок із незначним циклом, що застосовується навколо вихідного каскаду, щоб лінеаризувати його продуктивність та змінити його динаміку за допомогою\(R_{15}\).

Компенсація реалізується шляхом підключення\(R-C\) послідовної мережі від виходу до входу другого каскаду. Також необхідно використовувати ємнісний зворотний зв'язок від виходу підсилювача до основи\(Q_{12}\) (по суті навколо вихідного каскаду) для отримання прийнятної стабільності в більшості застосувань.

Двоступеневий дизайн

Хоча існує ряд операційно-підсилювальних конструкцій з трьома (або навіть більше) ступенями посилення напруги, важко уникнути висновку, що один бореться з природою, коли він намагається стабілізувати підсилювач з трьома

або більш тісно розташовані стовпи. Ключем до успішної конструкції операційного підсилювача є усвідомлення того, що єдиним дійсно ефективним способом усунення полюсів у функції передачі підсилювача є зменшення кількості ступенів посилення напруги. Етапи, які забезпечують лише посилення струму, такі як послідовники випромінювачів, як правило, мають полюси, розташовані на досить високих частотах, які слід ігнорувати.

Малюнок 8.8 Базовий двоступеневий підсилювач.

Підсилювач з двома каскадами посилення напруги призводить в тому випадку, якщо один із загальних емітерних ступенів малюнка 8.1 виключений, як показано на малюнку 8.8. (Велику цінність та універсальність цього основного підсилювача та його багатьох варіацій вперше вказав мені доктор Ф. Сарлес-молодший) Знову ж таки\(Q_1\) транзистори\(Q_2\) функціонують як диференціальний підсилювач. Однак, на відміну від попереднього підсилювача, зверніть увагу, що база транзистора\(Q_1\) є інвертуючим входом повного підсилювача, тоді як вихід першого ступеня - колектор

транзистор\(Q_2\). Це з'єднання з випромінювачем забезпечує низьку вхідну потужність (приблизно\(C_{\mu 1} + C_{\pi 1}/2\)) в основі,\(Q_1\) оскільки цей пристрій працює як послідовник випромінювача. Низька вхідна ємність є перевагою у багатьох додатках, оскільки зворотний зв'язок зазвичай застосовується від виходу підсилювача до його інвертуючого вхідного терміналу. Вхідна ємність на інвертуючому вході може ввести додатковий полюс середньої частоти в петлеву передачу комбінації мережі підсилювача зворотного зв'язку з супутніми проблемами стабільності. Таким чином, низька вхідна ємність збільшує діапазон опорів зворотного зв'язку, які можна використовувати, не погіршуючи передачу петлі.

Передавальна функція для цього підсилювача, розрахована за значеннями параметрів в таблиці 8.2, є (Як і у випадку з триступеневим підсилювачем, незначна дисбаланс вхідного каскаду, що виникає на високих частотах через сигнали, що подаються безпосередньо на базу\(Q_3\) через колектор-базову ємність \(Q_2\)був проігнорований в аналізі, який призводить до цієї функції передачі. Похибка, введена цим спрощенням, незначна на частотах нижче одиничної частоти посилення підсилювача. Крім того, функція передачі, що представляє інтерес у більшості додатків зворотного зв'язку, де сигнал зворотного зв'язку застосовується до бази,\(Q_1\) не включає термін подачі вперед, пов'язаний з\(C_{\mu 2}\))

\[\dfrac{V_o (s)}{V_{i2} (s) - V_{i1} (s)} = \dfrac{6 \times 10^3}{(3 \times 10^{-4} s + 1)(1.1 \times 10^{-8} s + 1)}\label{eq8.2.10} \]

Малюнок 8.9 Передача функції двоступеневого підсилювача.

з усіма іншими особливостями вище\(5 \times 10^8 \text{ sec}^{-1}\). Відповідний графік Боде (рис. 8. 9) показує, що фазовий запас\(75^{\circ}\) результатів навіть тоді, коли вихід підсилювача подається безпосередньо назад на його інвертуючий вхід. Цей тип передавальної функції, отриманий без включення будь-яких додаткових компенсаційних компонентів, різко контрастує з некомпенсованою триступінчастою передавальною функцією попереднього розділу підсилювача.

Інформативно зрозуміти, чому передавальна функція цього підсилювача переважає один полюс і чому другий полюс відокремлений від домінуючого полюса коефіцієнтом приблизно 30 000. Це поділ, який забезпечує чудову дечутливість у додатках зворотного зв'язку, зберігаючи при цьому хорошу відносну стабільність, є основною перевагою, пов'язаною з двоступеневою конструкцією. Домінантний полюс в першу чергу є результатом накопичення енергії в колектор-база ємності транзистора\(Q_3\). \(C_T\)Наближення до вхідної ємності цього транзистора є (див. Обговорення, пов'язане з рівнянням\(\ref{eq8.2.7}\))

\[C_T = C_{\pi 3} + C_{\mu 3} (1 + g_{m3} R_2) = 6.02 \times 10^{-9}\ F \nonumber \]

Відповідна постійна часу

\[\tau_{B3} = C_T r_{\pi 3} = 3.01 \times 10^{-4} \text{ sec} \nonumber \]

Таблиця 8.2 Значення параметрів для прикладу з використанням підсилювача малюнка 8.8

Напруги живлення: \(\pm 15\ V\)

Струми зміщення: \(I_{C1} = I_{C2} = 10 \ \mu A\) \(I_{C3} = 50 \ \mu A\)

Транспровідності, що мають на увазі струми зміщення: \(g_{m1} = g_{m2} = 4 \times 10^{-4} \text{ mho}\) \(g_{m3} = 2 \times 10^{-3} \text{ mho}\)

Інші параметри транзистора: \(\beta = 100 \text{ (all transistors)}\) \(r_{\pi 1} = r_{\pi 2} = 250\ k\Omega\) \(r_{\pi 3} = 50\ k \Omega\) \(r_x = 100 \Omega \text{ (all transistors)}\) \(C_{\mu} = C_{\pi} = 10\text{ pF (all transistors)}\)

Резистори: \(R_1 \gg r_{\pi 3}\) \(R_2 = 300 \ k\Omega\) Буферний підсилювач передбачається мати нескінченний вхідний опір

узгоджується з домінуючою постійною часу в Рівнянні\(\ref{eq8.2.10}\). Суттєвим моментом є те\(C_{\mu 3}\), що зворотний зв'язок через, яка насправді є формою компенсації незначного циклу (див. Розділ 5.3), контролює передавальну функцію повного підсилювача на частотах між приблизно\(3.3 \times 10^3\) і\(10^8\) радіанами в секунду. Як ми побачимо, механізм зворотного зв'язку з незначним контуром, який домінує в продуктивності підсилювача в цьому випадку, може бути використаний для компенсації більш складних підсилювачів, які поділяють топологію цієї схеми.

Більшість сучасних високопродуктивних операційних підсилювачів являють собою відносно прості розширення схеми, показаної на малюнку 8.8, і така популярність є прямим наслідком відмінної динаміки, пов'язаної з топологією. Важливою модифікацією, включеною в більшість конструкцій, є використання більш складного другого ступеня, ніж простий підсилювач загального випромінювача, показаний на малюнку 8.8, з метою досягнення більш високого коефіцієнта посилення d-c відкритого контуру. Інші варіанти існують у спосіб реалізації вихідної буферної схеми та модифікацій, що зменшують дрейф, які можуть бути включені в перший і другий етапи.