3.16: SDR Квадратурні модулятори

Передавач SDR використовує двоступеневу модуляцію з модуляцією DSB-SC, реалізованою в DSP для отримання сигналу ПЧ, який виводиться за допомогою ЦАП для отримання аналогових сигналів IF каналу I та Q. Ці сигнали ПЧ потім вводяться в аналоговий квадратурний модулятор, що реалізує модуляцію SSB-SC з отриманим радіосигналом є радіосигналом DSB-SC. На момент написання цієї статті цифрова частина була реалізована в тому, що називається мікросхемою базової смуги та аналоговою частиною, реалізованою в мікросхемі радіочастотного модему. Можна очікувати, що врешті-решт вони будуть об'єднані в єдиний чіп. Що стосується чіпа радіочастотного модему, то вхідні сигнали ПЧ до перетворювача є сигналами базової смуги, і саме так їх часто називають, коли фокус знаходиться на мікросхемі радіочастотного модему.

Квадратурна модуляція, див. Рисунок 3.8.1, містить два сердечники змішувача, які приводиться в дію модулюючим внутрішньо-фазним компонентом\(i(t)\) та модулюючим квадратурно-фазовим компонентом,\(q(t)\) де фазова та квадратурна фаза відносяться до фази входу локального генератора до сердечників змішувача. \(q(t)\)Ось\(i(t)\) і сигнали базової смуги з спектром, що поширюється від (поблизу) постійного струму до\(f_{\text{BB}}\) сучасних радіостанцій, вони виробляються всередині блоку DSP. Кінцева смуга пропускання\(i(t)\) та\(q(t)\) сигнали містять інформацію\(I\) -channel та\(Q\) -channel відповідно. Верхнє ядро змішувача приводиться в рух безпосередньо локальним генератором, а інший, квадратурним сердечником змішувача, також приводиться в дію локальним осцилятором, але тепер він зміщений фазою\(90^{\circ}\), тобто він знаходиться в квадратурі. Ця схема виробляє двобічну смугу придушеної несучої DSB-SC модуляції і\(s(t)\) є модульованим вихідним сигналом з кожною бічною смугою, що має смугу пропускання\(f_{\text{BB}}\). Схема блочного рівня ілюструє основну архітектуру квадратурного модулятора, який розширюється, якщо сигнали є диференціальними сигналами з додатковими варіаціями залежно від того, чи реалізовані змішувачі як аналогові множники або як перемикачі, керовані ЛО. Вся показана структура називається змішувачем, і кожне ядро змішувача самостійно також часто називають змішувачем. Ця операція може бути реалізована без помилок в DSP.

3.9.1 Аналоговий квадратурний модулятор

Другий етап передавача SDR реалізує модуляцію DSB-SC за допомогою аналогової схеми, що виробляє радіочастотний сигнал.

Аналоговий квадратурний модулятор з використанням мультиплікаторів показаний на малюнку\(\PageIndex{1}\) (а) і складається з двох множників, кожен з яких має два входи і один вихід з виходами, підсумованими, що дають модульований вихідний сигнал\(s(t)\). Однією особливою характеристикою квадратурного модулятора є те, що ЛО на частоті безпосередньо\(f_{\text{LO}}\) вводиться в один з множників, але другий множник приводиться в дію версією ЛО з\(90^{\circ}\) фазовим відставанням, тобто вхід LO до першого змішувача знаходиться в фазі, а вхід LO до другого множник має квадратурну фазу (фаза зсувається на\(90^{\circ}\)). Цей другий ЛО також називають квадратурним ЛО. Різниця\(90^{\circ}\) фаз двох ОС - це те, звідки походить квадратура в квадратурному модуляторі. Так що якщо LO\(i(t)\) є\(\sin(2πf_{\text{LO}})\), множиться на\(\sin(2πf_{\text{LO}})\). Потім\(q(t)\) множиться на\(\sin(2πf_{\text{LO}} − π/2) = − \cos(2πf_{\text{LO}})\). Другі входи множників на малюнку\(\PageIndex{1}\) (а) - це сигнали\(i(t)\) та\(q(t)\)\(i\) вказують на те, що сигнал керує множником фази та\(q\) вказує на те, що сигнал керує квадратурно-фазовим множником. Сигнали\(i(t)\) і\(q(t)\) можуть бути незалежними, або частотні компоненти\(q(t)\) можуть відставати від\(i(t)\) фази,\(90^{\circ}\) але в іншому випадку бути такими ж, як\(i(t)\). Ці два варіанти дають модульовані вихідні сигнали з різною пропускною здатністю.

Транзисторний множник

Існує кілька способів реалізації ядра змішувача на малюнку\(\PageIndex{1}\) (а) з найбільш поширеним є як множник або як перемикач. Обидва можна зручно реалізувати за допомогою транзисторів. Аналоговий множник, показаний на малюнку\(\PageIndex{1}\) (b), заснований на підсилювачі каскаду з одним входом, нанесеним на затвор транзистора\(\text{M}_{1}\). Замість того, щоб затвор утримувався при напрузі постійного струму, як у підсилювача каскаду, затвор також\(\text{M}_{2}\) є входом.\(\text{M}_{2}\) Приблизно струм стоку\(I_{D}\), of\(\text{M}_{1}\) пропорційний напрузі затвора\(v_{\text{IF}}\) і коефіцієнту посилення напруги\(\text{M}_{2}\),\(v_{\text{RF}}/v_{\text{LO}}\) тобто пропорційно\(I_{D}\). Таким чином, вихідна\(v_{\text{RF}}\) напруга РЧ пропорційна добутку\(v_{\text{IF}}\) (який в модуляторі або\(i(t)\) або\(q(t)\)) і\(v_{\text{LO}}\). Отже, коли\(v_{\text{IF}}\) і\(v_{\text{LO}}\) є синусоїдами, на виході\(v_{\text{LO}}\) буде тригонометричне розширення добутку двох синусоїд, і цей твір також буде містити дві синусоїди на сумі та різниці частот. Тоді симетрія схеми використовується для вибору лише одного з них.

Поліфазний фільтр

Поліфазний фільтр, такий як одноступінчастий поліфазний фільтр на малюнку\(\PageIndex{1}\) (c), приймає вхідний аналоговий вхідний сигнал і виводить два однакові сигнали, за винятком того, що частотні компоненти зміщені на\(90^{\circ}\). Ця схема може бути використана для отримання квадратурного сигналу LO або для зсуву частотних компонентів сигналу базової смуги. Найчастіше поліфазним фільтром є

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Квадратурний модулятор. Простий модулятор в (b) заснований на підсилювачі каскоду FET, а поліфазний фільтр в (с) має різницю\(90^{\circ}\) фаз між\(i(t)\) і\(q(t)\).

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Диференціальні поліфазні фільтри.

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Спектри базової смуги\(i(t)\) та\(q(t)\) сигналів та модульованого\(s(t)\) сигналу див. Рисунок\(\PageIndex{1}\) (а), для подвійної бічної смуги (DSB) та одиночної бічної смуги (SSB) придушеної несучої (SC) модуляції. Тут несуча частота\(f_{c} = f_{\text{LO}}\), частота LO на малюнку\(\PageIndex{1}\) (а).

реалізується в диференційній формі, як показано на малюнку\(\PageIndex{2}\) (а). Поліфазні фільтри на малюнках\(\PageIndex{1}\) (c) та\(\PageIndex{2}\) (a) є вузькосмуговими, але пропускну здатність може бути збільшена за допомогою більшої кількості етапів, див. Рисунок\(\PageIndex{2}\) (b).

Подвійна бічна модуляція

Коли\(i(t)\) і\(q(t)\) є незалежними, ефективно псевдо-випадковими, сигналами результатом є подвійна бічна смуга (DSB) модуляція, див. Рисунки\(\PageIndex{3}\) (a—d) з кожною бічною смугою, що має пропускну здатність сигналів основної смуги. Амплітудні спектри\(i(t)\) і\(q(t)\) будуть такими ж, як показано на малюнку\(\PageIndex{3}\) (а), і кожен має смугу пропускання\(f_{\text{BB}}\). \(^{1}\)Як видно на малюнку\(\PageIndex{3}\) (b), частотним компонентам\(i(t)\) спектру довільно присвоюється\(45^{\circ}\) фаза. Оскільки\(i(t)\) і\(q(t)\) є незалежними фази\(q(t)\) щодо фази\(i(t)\) є випадковими, див. Рисунок\(\PageIndex{3}\) (в). \(s(t)\)Потім модульований сигнал має бічну смугу нижче несучої\(f_{c}\) частоти і бічну смугу вище\(f_{c}\), див. Рисунок\(\PageIndex{3}\) (d), для загальної пропускної здатності\(2f_{\text{BB}}\).

Мультиплікатори в квадратурному модуляторі реалізовані як схеми змішувача, і один тип змішувача, зокрема, є мультиплікативним змішувачем, показаним на малюнку\(\PageIndex{1}\) (а). В ідеалі мультиплікативний змішувач множить дві синусоїди разом, щоб отримати тригонометричне розширення добутку двох синусоїд. Наприклад,\(\sin(A)\cdot \sin(B) = \frac{1}{2} [\cos(A − B) − \cos(A + B)]\). Слідуючи сигнальним шляхам на малюнку\(\PageIndex{1}\) (а) і враховуючи частотну складову\(A_{i}(f_{i}) \sin(\omega_{i}t)\)\(i(t)\) на радіан\(\omega_{i} = 2πf_{i}\) частоти і частотну складову\(A_{q}(f_{q}) \sin(\omega_{q}t)\)\(q(t)\) в радіан\(\omega_{q} = 2πf_{q}\) модульований сигнал з частотою LO замінений на\(f_{c}\) (з радіановим носієм частоти\(\omega_{c} = 2πf_{c}\)) є

\[\begin{align}s(t)&=s_{i}(t)+s_{q}(t)\nonumber \\ &=[A_{i}(f_{i})\sin(\omega_{i}t)\sin(\omega_{c}t)]+[A_{q}(f_{q})\sin(\omega_{q}t)\sin(\omega_{c}t-\pi /2)]\nonumber \\ &=[A_{i}(f_{i})\sin(\omega_{i}t)\sin(\omega_{c}t)]-[A_{q}(f_{q})\sin(\omega_{q}t)\cos(\omega_{c}t)]\nonumber \\&=\frac{1}{2}[A_{i}(f_{i})\cos(\omega_{c}-\omega_{i})t-A_{i}(f_{i})\cos(\omega_{c}+\omega_{i})t\nonumber \\ &\quad -A_{q}(f_{q})\sin(\omega_{c}+\omega_{q})t+A_{q}(f_{q})\sin(\omega_{c}-\omega_{q})t]\nonumber \\&=\frac{1}{2}[A_{i}(f_{i})\cos(\omega_{c}-\omega_{i})t+A_{q}(f_{q})\sin(\omega_{c}-\omega_{q})t] \nonumber \\ \label{eq:1}&\quad -\frac{1}{2}[A_{i}(f_{i})\cos(\omega_{c}+\omega_{i})t+A_{q}(f_{q})\sin(\omega_{c}+\omega_{q})t]\end{align} \]

Модульований сигнал DSB-SC - це сигнал у рівнянні,\(\eqref{eq:1}\) підсумований для всіх\(f_{i}\) і\(f_{q}\) компонентів від постійного струму до\(f_{\text{BB}}\).

Розширення в рівнянні\(\eqref{eq:1}\) може повторюватися для всіх частотних компонентів\(i(t)\) і\(q(t)\). Таким чином, хоча розширення виконується лише для дискретних частот, все, що необхідно, це те, що множник був практично ідеальним, те, що зазвичай досягається аналоговим множником краще, ніж\(1\%\). Якщо сигнал DSB-SC вироблявся в цифровому вигляді, то множення може бути точно реалізовано, а модуляція DSB-SC є ідеальною, хоча максимальна частота обмежена можливостями цифрової схеми. Модуляція DSB-SC на основі DSP має низьку несучу частоту, оскільки збереження низької (цифрової) несучої частоти зменшує вимоги до потужності постійного струму. Якщо\(i(t)\) і\(q(t)\) є незалежними, Рівняння\(\eqref{eq:1}\) вказує на нижню модульовану бічну смугу в діапазоні частот\((f_{\text{LO}} −f_{i})\)\((f_{\text{LO}} −f_{q})\) і верхню модульовану бічну смугу в діапазоні частот\((f_{\text{LO}} + f_{i})\) і\((f_{\text{LO}} + f_{q})\) для всіх\(f_{i}\) і\(f_{q}\) від\(0\) (DC) до\(f_{\text{BB}}\). Тобто це модуляція DSB-SC, як видно на малюнку\(\PageIndex{3}\) (г). При демодуляції обидві бічні смуги необхідні для відновлення\(i(t)\) і\(q(t)\).

Однодіапазонна модуляція

Коли\(i(t)\) і\(q(t)\) є одним і тим же сигналом, за винятком того, що кожен частотний компонент\(q(t)\) зміщується результатом однобічної смуги (SSB) модуляції, а модульований вихідний сигнал має пропускну здатність\(f_{\text{BB}}\).\(90^{\circ}\) Сам носій не існує на виході з квадратурним модулятором з використанням мультиплікаторів, тому цей модулятор реалізує SSB пригнічено-несучу (SSB-SC) модуляцію. Модульований вихідний сигнал виходить за допомогою\(q(t) = A_{i}(f_{i}) \sin(\omega_{i} − π/2) = −A_{i}(f_{i}) \cos(\omega_{1})\). Тоді рівняння\(\eqref{eq:1}\) стає (але тепер\(f_{\text{LO}}\) використовується, щоб відрізнити його від несучої частоти, яка визначається характеристиками модулюючого сигналу)

\[\begin{align} s(t)&=s_{i}(t)+s_{q}(t)\nonumber \\ &=[A_{i}(f_{i})\sin(\omega_{i}t)\sin(\omega_{\text{LO}}t)]-[A_{i}(f_{i})\cos(\omega_{i}t)\sin(\omega_{\text{LO}}t-\pi /2)]\nonumber \\ &=A_{i}(f_{i})[\sin(\omega_{i}t)\sin(\omega_{\text{LO}}t)+\cos(\omega_{i}t)\cos(\omega_{\text{LO}}t)] \nonumber \\ &=\frac{1}{2}A_{i}(f_{i})\{\cos[(\omega_{\text{LO}}-\omega_{i})t]-\cos[(\omega_{\text{LO}}+\omega_{i})t]\nonumber \\ &\quad +\cos[(\omega_{\text{LO}}+\omega_{i})t]+\cos[(\omega_{\text{LO}}-\omega_{i})t]\} \nonumber \\ \label{eq:2} &=A_{i}(f_{i})\cos [(\omega_{\text{LO}}-\omega_{i})]t\end{align} \]

Рівняння\(\eqref{eq:2}\) вказує на те, що присутня лише нижня бічна смуга, і це модуляція SSB-SC, як показано на малюнку\(\PageIndex{3}\) (h), і пропускна здатність модульованого вихідного сигналу\(f_{\text{BB}}\). Оригінальний\(i(t)\) сигнал може бути відновлений з цієї однієї бічної смуги, але це тому, що\(q(t)\) містить точно таку ж інформацію, як\(i(t)\) (хоча фазовий зсув).

Якщо замість цього фаза кожного частотного компонента\(q(t)\) світлодіодної тієї ж частотної складової\(i(t)\) до того\(+90^{\circ}\) часу складала\(s(t)\) б верхню бічну смугу, і це все одно це буде модуляція SSB-SC, див. Рисунки\(\PageIndex{3}\) (i—l). Для модуляції SSB-SC кожен частотний компонент\(q(t)\) повинен мати фазу, яка відрізняється від відповідного компонента\(i(t)\) по\(90^{\circ}\). Схема кускового елемента, яка реалізує це, - це поліфазний фільтр, див. Рисунок\(\PageIndex{1}\) (c), але фазовий зсув також може бути реалізований в DSP.

Раніше, безпосередньо перед Equation\(\eqref{eq:2}\), було заявлено, що частота несучої визначається характеристиками модульованого сигналу, що в свою чергу залежить від характеристик модулюючого сигналу. Цей модулюючий сигнал,\(i(t)\) вхід до модулятора SSB-SC, також може бути модульований, як це зазвичай буває в SDR, де модуляція DSB-SC робиться в DSP, і за цим слідує модуляція SSB-SC, виконана на РФ за допомогою аналогового обладнання. Визначення правильного радіочастотного носія потрібно для демодуляції. При ідентифікації перевізника слід враховувати дві ситуації. Якщо вхід модулятора SSB-SC не модулюється, наприклад, це просто сигнал базової смуги, то несуча частота - це лише частота LO модулятора SSBSC, як показано на малюнку 3.10.1 (a), тобто\(f_{c} = f_{\text{LO}}\).\(i(t)\) Якщо вхідний сигнал модулятора SSB-SC сам по собі є сигналом DSB-SC (виробляється модулятором DSB-SC) так, що він має власну проміжну несучу частоту\(f_{c,\text{ IF}}\), то несучу частоту\(f_{c} = f_{\text{LO}} − f_{c,\text{IF}}\). Така ситуація показана на малюнку 3.10.1 (б). (Зверніть увагу, що несуча частота була б вище,\(f_{\text{LO}}\) якби частотні компоненти\(q(t)\) були просунуті по фазі\(90^{\circ}\) відносно фази частотних компонентів\(i(t)\).)

3.9.2 Резюме

Цей розділ обговорював квадратурну модуляцію і показав, як одна і та ж схема може бути використана для DSB і для модуляції SSB. Різниця полягає в тому, чи\(q(t)\) є\(i(t)\) і пов'язані між собою. У сучасних радіостанціях DSB реалізується в DSP для отримання модульованого сигналу ПЧ зі спектрами, показаними на малюнку\(\PageIndex{3}\) (d), і\(f_{c}\) дуже низький, можливо, навіть\(f_{c} = f_{\text{BB}}\). Тоді цей сигнал DSB-SC стає базовою смугою аналогового модулятора SSB, який виробляє радіочастотний модульований сигнал. Цей радіочастотний модульований сигнал є сигналом DSB з (пригніченим) носієм посередині спектру.

Виноски

[1] Короткострокові спектри будуть різними, оскільки\(i(t)\) і\(q(t)\) є різними сигналами, але протягом тривалого часового інтервалу оболонка амплітудних спектрів стане подібною.