4.10: Підсилювачі потужності RFIC

Однією з відмінних рис конструкції RFIC є синтез схеми, яка по суті має бажані атрибути. Для підсилювача потужності RFIC синтезована схема повинна виробляти низький рівень спотворень при досягненні високої ефективності. Фундаментальним механізмом спотворення в RFIC є близька квадратична\(i-v\) характеристика МОП-транзистора і тан-подібна характеристика передачі МОП-підсилювача. У цьому розділі наведено три приклади аналітичних та схемотехнічних методів розрахунку та управління спотвореннями в МОП-схемах.

4.10.1 Спотворення на етапі підсилювача підсилювача MOSFET

У цьому розділі аналіз серії потужності застосовується до підсилювача підсилювача підсилювача MOS, показаного на малюнку\(\PageIndex{2}\) (а). Ця схема являє собою підсилювач класу А з загальним джерелом посилення каскаду посилення і виснаження транзистора в якості активного навантаження. Нагадаємо, що при MOSFET напруга підкладки має важливий вплив на роботу транзистора. З транзисторами підсилювального режиму зазвичай підключається підкладка або корпус.

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Підсилювач\(8–12\text{ GHz}\) MMIC виробляє приблизно\(1\text{ W}\) вихідну потужність з ключовими мережами ідентифіковані. (Надано Filtronic, PLC, використовується з дозволу.)

до самого негативного напруги в ланцюзі, в даному випадку заземлення. Отже,\(M_{1}\) оскільки тіло підключено до джерела, для організму немає ефекту\(M_{1}\). Однак для\(M_{2}\) організму ефект необхідно враховувати. Використовуючи простий MOSFET квадратичний вхід-вихід співвідношення,

\[\label{eq:1}I_{D1}=\frac{K_{1}}{2}(V_{A}+V_{X}-V_{T0E})^{2}=I_{D2}=\frac{K_{2}}{2}\left(-V_{TD}^{2}\right) \]

де порогова напруга\(M_{2}\), з ефектом тіла, є

\[\begin{align}V_{TD}&=V_{T0D}+\gamma\left(\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}+V_{Y}}-\sqrt{2\phi_{Y}}\right)\nonumber \\ \label{eq:2}&=V_{1}+\gamma\left(\sqrt{2\phi{F}+V_{B}+V_{Y}}\right)\end{align} \]

(Ці рівняння наведені в дещо іншій формі в розділі 1.A.1. Величина\(\phi_{F}\) і\(\phi_{Y}\) є вбудованими інверсійними потенціалами.) Також\(K\) пропорційна тому\(W/L\), де\(W\) ширина каналу транзистора і\(L\) знаходиться його довжина. Змінна\(V_{1} = V_{T0D} − \gamma\sqrt{2\phi_{Y}}\) була введена, але, як буде видно, вона буде скасована під час деривації.

Мета тут полягає в тому, щоб розробити взаємозв'язок між вхідним сигналом\(V_{X}\) і вихідним сигналом\(V_{Y}\). Першим кроком у розробці простих відносин, які можуть бути використані в початковому проектуванні, є зв'язок рівнів напруги робочої точки. Перевпорядкування рівняння\(\eqref{eq:1}\),

\[\label{eq:3}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}(V_{A}+V_{X}-V_{TOE})=-V_{TD} \]

з відповідним вибором знака зроблено. Поєднання рівнянь\(\eqref{eq:1}\) і\(\eqref{eq:2}\) доходів

\[\begin{align}\label{eq:4}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}(V_{A}+V_{X}-V_{TOE})&=-\left(V_{1}+\gamma\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}+V_{Y}}\right) \\ \label{eq:5}\text{and }\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}(V_{X})+\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}(V_{A}-V_{TOE})&=-\left(V_{1}+\gamma\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}+V_{Y}}\right)\end{align} \]

Тепер\(V_{X} =0= V_{Y}\), коли, тобто, коли немає сигналу змінного струму, Рівняння\(\eqref{eq:5}\) стає

\[\label{eq:6}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}(V_{A}-V_{TOE})=-\left(V_{1}+\gamma\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}\right) \]

Заміна рівняння\(\eqref{eq:6}\) в рівняння\(\eqref{eq:5}\) дає

\[\begin{align}\label{eq:7}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}V_{X}&=\gamma\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}-\gamma\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}+V_{Y}}\\ \label{eq:8}\left(\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}V_{X}-\gamma\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}\right)^{2}&=\gamma^{2}(2\phi_{F}+V_{B}+V_{Y}) \\ \label{eq:9}\frac{K_{1}}{K_{2}}V_{X}^{2}-\left(2\gamma\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}\right)V_{X}+\gamma^{2}(2\phi_{F}+V_{B})&=\gamma^{2}V_{Y}+\gamma^{2}(2\phi_{F}+V_{B})\end{align} \]

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Каскади підсилювача МОП

і нарешті

\[\label{eq:10}\left(\frac{K_{1}}{K_{2}}\right)V_{X}^{2}-\left(2\gamma\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}\right)V_{X}=\gamma^{2}V_{Y} \]

Тому складовою виводу, яка відрізняється від точки спокою, є

\[\label{eq:11}V_{Y}=\frac{-2}{\gamma}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}V_{X}+\frac{1}{\gamma^{2}}\frac{K_{1}}{K_{2}}V_{X}^{2} \]

Для синусоїдального входу\(V_{X} = |V_{X}| \cos(\omega t)\)\(V_{X}^{2} =\frac{1}{2}|V_{X}|^{2} +\frac{1}{2} |V_{X}|^{2} \cos(2\omega t)\), який містить другу гармоніку вхідного сигналу.

Отже, рівень спотворень другої гармоніки\(_{2}\), HD, відношення другої гармонійної складової\(V_{Y}\) до фундаментальної складової, є

\[\begin{align}\text{HD}_{2}&=\left(\left|\frac{1}{2}\frac{K_{1}}{K_{2}}\frac{1}{\gamma^{2}}V_{X}^{2}\right|\right)\left(\left|\frac{-2\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}}{\gamma}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}V_{X}\right|\right)^{-1}\nonumber \\ \label{eq:12}&=\frac{1}{4\gamma\sqrt{2\phi_{F}+V_{B}}}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}|V_{X}|\end{align} \]

Експертиза рівнянь\(\eqref{eq:11}\) і\(\eqref{eq:12}\) призводить до наступних висновків. Якщо є великий коефіцієнт посилення напруги (\(∝\sqrt{K_{1}/K_{2}}\)), то рівень вхідного сигналу повинен бути невеликим, щоб зберегти гармонійне спотворення вниз. Інші конструктивні міркування, які мають той же ефект, - це використання більш широкого пристрою, який збільшує транспровідність (оскільки\(g_{m}\approx K ∝ W/L\)) транзистора, щоб струм стоку підтримувався для нижчих рівнів вхідної напруги. Зрозуміло, що робить пристрій ширше, збільшує ємнісні паразити, що дозволить знизити максимальну робочу частоту. Здійснення каналу пристрою коротшим також збільшує транспровідність, не впливаючи на частотні характеристики. Важливим моментом є те, що існують компроміси у зміні продуктивності схеми, і вони стають очевидними лише за допомогою типу аналізу, представленого тут. Використання аналізу та оптимізації проектування шляхом синтезу є одним із наріжних каменів проектування RFIC. Здебільшого це можливо завдяки (м'яким) квадратичним вольт-амперним характеристикам МОП-транзисторів.

4.10.2 Спотворення в ультралінійному MOS з'єднанні

Схема на малюнку\(\PageIndex{2}\) (б) - це етап посилення підсилення в режимі підвищення з навантаженням в режимі підвищення. Транзистор\(M_{2}\) є n-канальним посилювальним навантаженням з його добре прив'язаним до джерела. Тобто при виготовленні утворюється\(M_{2}\) свердловина і споруджується транзистор в свердловині. Колодязь тепер служить субстратом для\(M_{2}\). Так як колодязь і джерело\(M_{2}\) з'єднані між\(M_{2}\) собою, не піддається впливу організму. Одне важливе властивість цієї схеми полягає в тому, що характеристики\(M_{1}\) і\(M_{2}\) узгоджуються. Використовуючи подібний підхід до того, який використовувався в попередньому розділі, можна розробити співвідношення вхід/виходу схеми. Прирівнюючи струми стоку,

\[\label{eq:13}I_{D1}=\frac{K_{1}}{2}(V_{A}+V_{X}-V_{T0E})^{2}=I_{D2}=\frac{K_{2}}{2}(V_{DD}-V_{B}-V_{Y}-V_{T0E})^{2} \]

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Підсилювач каскаду MOS. \(L\)є дроселем індуктивності і є РФ обрив ланцюга. \(V_{B}\)і\(V_{G2}\) є напругою зміщення. Клітинка транспровідності каскоду використовується в цьому розділі як комірка каскоду tanh (TCC).

З

\[\label{eq:14}V_{X}=V_{Y}=0,\qquad\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}(V_{A}-V_{T0E})=V_{DD}-V_{B}-V_{T0E} \]

Тому

\[\label{eq:15}\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}V_{X}+(V_{DD}-V_{B}-V_{T0E})=(V_{DD}-V_{B}-V_{Y}-V_{T0E}) \]

і так

\[\label{eq:16}V_{Y}=-\sqrt{\frac{K_{1}}{K_{2}}}V_{X} \]

Результатом є те, що за умови узгодження транзисторів підсилювач за своєю суттю лінійний. Таким чином, в межах наближень виразів струму стоку немає спотворень, і це включає відсутність інтермодуляційних спотворень третього порядку або спектрального відростання.

4.10.3 Підсилювачі потужності RFIC з мінімальними спотвореннями

Найбільш широко використовувана лінійна стратегія проектування підсилювачів RFIC полягає у використанні так званого методу multi-tanh [66]. Ідея полягає в тому, щоб масштабувати кілька паралельних каскадів підсилювача для отримання загальної лінійної характеристики. Розглянемо підсилювач каскаду МОП, показаний на малюнку\(\PageIndex{3}\) (c), який заснований на комірці транспровідності, показаної на малюнку\(\PageIndex{3}\) (а). Застосовуючи вхідну напругу\(V_{\text{IN}}\), виробляє вихідний струм\(I_{\text{OUT}}\), при цьому танкоподібна характеристика показана на малюнку\(\PageIndex{3}\) (б). Ця характеристика є домінуючою причиною спотворення амплітуди в підсилювачі FET. Стратегія проектування лінеаризації вихідної характеристики підсилювача FET полягає в тому, щоб паралельно поставити кілька ступенів підсилювача, щоб загальна вольт-амперна характеристика оптимально поєднувала в собі танкоподібну характеристику кожного каскаду.

\(\PageIndex{4}\)На малюнку показані дві схеми, які використовують стратегію multi-tanh. Малюнок\(\PageIndex{4}\) (а) являє собою триступеневий багатоступеневий диференціальний підсилювач транспровідності, в якому струми зміщення\(I_{B1},\: I_{B2},\) і\(I_{B3}\) регулюються таким чином, щоб загальна вхідно-вихідна характеристика\(V_{\text{IN}}\), в\(I_{\text{OUT}}\) порівнянні з, мала більшу лінійність, ніж у окремих ступенів [66]. Аналогічна концепція використовується для об'єднання виходу декількох каскадів каскадів (див. Рис.\(\PageIndex{4}\) (b)) і це топологія більше підходить для розробки підсилювачів потужності RFIC [67].

Як приклад використання підходу до проектування multi-tanh розглянемо множинний підсилювач каскаду tanh на малюнку\(\PageIndex{4}\) (b) з трьома клітинами каскаду tanh (TCC). Цей підсилювач має як амплітудні, так і фазові Амплітудне спотворення значною мірою є результатом струмоподібної напруги

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Поєднання виходу з декількох ступенів для отримання високолінійної загальної характеристики транспровідності.

Малюнок\(\PageIndex{5}\): Поєднання вихідних даних з каскадів\(N\) класу AB для отримання високолінійної загальної характеристики транспровідності. Показані індивідуальні\(V_{\text{IN}}\) характеристики\(I_{\text{OUT}}\) проти кожного з\(N\) транзисторів, кожен з яких зміщений по-різному. Комбінована\(I_{\text{OUT}}\) проти\(V_{\text{IN}}\) характеристика - це сума окремого транзистора\(I_{\text{OUT}}\) After [67].

характерні для окремих стадій каскаду. Фазові спотворення значною мірою є наслідком нелінійності ємності затвора FET. Характеристика tanh кожної комірки tanh cascode на малюнку\(\PageIndex{4}\) (б) регулюється масштабуванням транзисторів\(M_{1,1},\: M_{1,2},\) і\(M_{1,3}\), і зміни їх напруг зміщення\(V_{B1},\: V_{B2},\) і\(V_{B3}\). Проектний підхід проілюстрований на малюнку,\(\PageIndex{5}\) а синтез-підхід представлений у посиланнях [68] і [67]. Кожен етап каскаду tanh працює в режимі високого класу AB і з відповідним зміщенням характеристики засмаги розташовані в шаховому порядку. Зверніть увагу, що для малих вхідних сигналів активний тільки один або кілька ступенів. Струми з кожного етапу підсумовуються, щоб отримати загальну лінеаризовану реакцію транспровідності.

Фазові спотворення зменшуються за допомогою аналогової схеми попереднього спотворення, яка реалізує нелінійну ємнісну мережу, яка скасовує комбіновану нелінійну ємність затвора каскадів каскадів. Повна топологія підсилювача потужності CMOS RF показана на малюнку\(\PageIndex{6}\), де NCN - нелінійна мережа конденсаторів. Мікрофотографія матриці цього підсилювача показана на малюнку

Малюнок\(\PageIndex{6}\): Повний підсилювач потужності RFIC з підсилювачем TCC з 12 клітинами TCC класу AB та нелінійною конденсаторною мережею (NCN) та мережами узгодження входу та виходу (\(\text{M}_{1}\)і\(\text{M}_{2}\)). Після [67].

Малюнок\(\PageIndex{7}\): Мікрофотографія 2D синтезованого підсилювача з каскадом комірки tanh cascode (TCC) підсилювач каскаду і нелінійної конденсаторної мережі (NCN) етап. (Є два, що працюють на різних частотах, один у верхній частині матриці і один внизу. Нижній з них згадується тут.) Плашка також містить підсилювач TCC, мережу NCN та звичайний підсилювач класу AB RF CMOS. Поставка є\(3.6\text{ V}\) і заземлення ідентифікується по\(\mathsf{G}\). Плашка показана в (а) і 2D синтезований підсилювач в (b). Індуктор\(L_{R}\) резонує лінійну складову ємності NCN та лінійну складову ємності затвора підсилювача TCC. Відповідні мережі та індуктор коксу від\(V_{DD}\) відключені від мікросхеми.

\(\PageIndex{7}\)(а) разом з тестовими схемами. Підсилювач TCC з нелінійної конденсаторної мережею розбивається на малюнку\(\PageIndex{7}\) (б). Продуктивність підсилювача потужності RFIC має відмінні показники\(\PageIndex{8}\), як показано на малюнку, і досягає вихідної потужності\(25\text{ dBm}\) з ККД\(42\%\) і ACPR\(−22\text{ dBc}\).

Малюнок\(\PageIndex{8}\): Продуктивність підсилювача TCC з нелінійною схемою попереднього спотворення конденсатора\(960\text{ MHz}\) при тестовому сигналі WCDMA. Коефіцієнт посилення\(9.4\text{ dB}\) з доданою потужністю ефективності\(41.6\%\) досягається з вихідною потужністю\(24.9\text{ dBm}\) та відповідністю специфікаціям 3G ACPR1\(−33\text{ dBc}\) та ACPR2\(−43\text{ dBc}\). Після [67].