3.6: Диференційні підсилювачі

Значною зміною в радіочастотній та мікрохвильовій техніці стало зростаюче значення диференціальних схем, таких як підсилювач на малюнку\(\PageIndex{2}\) (а). Частково це пояснюється тим, що вони зручно реалізовані в кремнієвій технології. Це також є результатом використання монолітної інтеграції та зрілості напівпровідникових технологій, що призводить до повторюваних радіочастотних активних компонентів. Диференціальні підсилювачі є кращою топологією підсилювача з RFIC. Оскільки шум підкладки є загальним для всіх вузлів диференціального підсилювача, існує мало диференціального шумового сигналу підкладки. Також диференціальні схеми піддаються зміщенню струмового режиму, яке є кращим начіпі. Визначальною характеристикою диференціального підсилювача є те, що існують парні сигнальні шляхи, які є диференціальними. Ці підсилювачі також (але рідше) називають збалансованими підсилювачами. Коли радіочастотний сигнал на одній стороні диференціального шляху є позитивним, радіочастотний сигнал з іншого боку негативний.

3.6.1 Повністю та псевдо-диференціальні підсилювачі

На малюнку\(\PageIndex{2}\) (а) показаний повністю диференціальний підсилювач (FDA) з резистивним зміщенням у зливних ніжках. Так само як і забезпечуючи струм зміщення, резистори навантажують підсилювач. Напруга живлення RFIC може бути досить низькою (кілька вольт або менше), тому вибір топологій схеми, які забезпечують великі перепади напруги, є важливим, особливо для підсилювача драйвера, який є останнім

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Кінцева продуктивність підсилювача.

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Диференціальні підсилювачі: (а) повністю диференціальний підсилювач (FDA); (б) FDA з індуктивним зміщенням; (в) схематичне зображення; (г) псевдодиференціальний підсилювач (PDA); (e) КПК з індуктивним зміщенням; і (f) схематичне зображення. Вставка в (а) показує реалізацію джерела струму як єдиного підсилювального режиму MOSFET з напругою зміщення\(V_{B}\), на затворі.

підсилювач каскаду в передавач RFIC, який приводить в рух наступний підсилювач потужності. Диференціальні топології призводять до майже подвоєння коливання вихідної напруги в порівнянні з коливанням вихідної напруги одностороннього підсилювача. FDA включає загальне джерело струму, яке може бути реалізовано досить просто за допомогою одного FET, як показано на вкладці на малюнку\(\PageIndex{2}\) (а). Тут напруга затвор-джерело - це напруга зміщення, яка\(V_{B}\), з малюнка 2.5.2 (b), встановлює майже постійний струм стоку до тих пір, поки є достатня напруга сток-джерело на транзисторі джерела струму.

Відхилення синфазного режиму

Одним з атрибутів, який робить FDA привабливими, є те, що вони відносно несприйнятливі до шуму субстрату (шум у підкладці, що утворюється іншими схемами). Сигнал, що подається на входи диференціального підсилювача, мають диференціально-і синфазні складові. Посилаючись на диференціальний підсилювач на малюнку\(\PageIndex{2}\) (c), вхідний сигнал диференціального режиму є

\[\label{eq:1}V_{id}=V_{+}-V_{-} \]

і синфазний вхідний сигнал

\[\label{eq:2}V_{ic}=\frac{1}{2}(V_{+}+V_{-}) \]

Аналогічно диференціальні та синфазні вихідні сигнали

\[\label{eq:3}V_{od}=V_{o+}-V_{o-}\quad\text{and}\quad V_{oc}=\frac{1}{2}(V_{o+}+V_{o-}) \]

відповідно. Коефіцієнт посилення напруги в диференціальному режимі становить

\[\label{eq:4}A_{d}=\frac{V_{od}}{V_{id}} \]

і синфазний коефіцієнт посилення

\[\label{eq:5}A_{c}=\frac{V_{oc}}{V_{ic}} \]

Для хорошої завадостійкості коефіцієнт посилення синфазного режиму повинен бути низьким, а коефіцієнт посилення диференціального режиму повинен бути високим. Цифра заслуг, яка описує це, - коефіцієнт відхилення синфазного режиму (CMRR):

\[\label{eq:6}\text{CMRR}=\frac{A_{d}}{A_{c}} \]

і чим більше це, тим краще. CMRR зазвичай виражається в децибелах, а оскільки CMRR - коефіцієнт посилення напруги, CMRR в децибелах є\(20 \log(A_{d}/A_{c})\). Джерело струму у джерела диференціальної пари FDA надає великий вплив на КМРР шляхом придушення вихідного синфазного напруги. Тоді джерело струму призводить до великого CMRR. Без джерела струму CMRR FDA малюнка\(\PageIndex{2}\) (а) був би одним.

Вихідна напруга гойдалки

Односторонні підсилювачі були розглянуті в розділі 2.5.1, де було показано, що індуктивне зміщення забезпечує більш високі коливання вихідної напруги, ніж це можливо при резистивному зміщенні. Подібне посилення можна отримати за допомогою диференціального підсилювача. Індуктивно упереджене FDA малюнка\(\PageIndex{2}\) (b) має більш високий коливання напруги, ніж резистивно упереджений FDA малюнка\(\PageIndex{2}\) (а). Однак можна досягти більшого. Джерела струму в загальній точці джерела FDA на малюнку\(\PageIndex{2}\) (a і b) обмежують коливання напруги, оскільки існує мінімальне падіння напруги сток-джерело, необхідне на джерелі струму, щоб він підтримував постійний струм. Коли потрібні більші перепади вихідної напруги, джерело струму усувається і отриманий підсилювач називається псевдодиференціальним підсилювачем (КПК), як показано на малюнку\(\PageIndex{2}\) (г). Знову ж таки, індуктивне зміщення (див. Рис.\(\PageIndex{2}\) (е)) майже подвоює можливе коливання напруги. Вартість продуктивності з схемою КПК полягає в тому, що CMRR є одним.

Форми хвиль вихідної напруги для несимметричних і диференціальних підсилювачів з індуктивним зміщенням і без нього наведені на рис\(\PageIndex{3}\). Індуктивно зміщений КПК, показаний на малюнку\(\PageIndex{3}\) (г), має коливання вихідної напруги, що приблизно в\(4\) рази перевищує коливання напруги (або приблизно в\(16\) рази більше потужності в тому ж навантаженні) одностороннього резистивно зміщеного підсилювача класу А на малюнку\(\PageIndex{3}\) (а) (фактичні фактори залежать від напруга живлення і\(V_{DS\text{ ,min}}\)).

Приклад\(\PageIndex{1}\): Calculation of Common-Mode Rejection Ratio

Визначте CMRR диференціального підсилювача FET, показаного на малюнку\(\PageIndex{4}\) (а).

Рішення

Стратегія вирішення цієї задачі полягає в розробці синфазних і диференціально-модових еквівалентних схем і вирішенні для посилення кожної. Першим кроком є розробка моделі малого сигналу, показаної на малюнку\(\PageIndex{4}\) (b). Диференціальний вхідний сигнал є\(V_{id}\) і загальний вхідний сигнал\(V_{ic}\) таким чином, що сигнали вхідної напруги

\[\label{eq:7}V_{i+}=\frac{1}{2}(V_{id}+V_{ic})\quad\text{and}\quad V_{i-}=-\frac{1}{2}(V_{id}+V_{ic}) \]

Вирази схожі для вихідних диференціально- і синфазних сигналів\(V_{od}\) і\(V_{oc}\). Це призводить до малої моделі диференціального режиму сигналу на малюнку\(\PageIndex{4}\) (c) та моделі синфазного малого сигналу на малюнку\(\PageIndex{4}\) (d). З малюнка\(\PageIndex{4}\) (c) вихідний диференціальний сигнал

\[\label{eq:8}V_{od}=\frac{V_{id}}{2}[-g_{m}(r_{d}//R_{L})]-\frac{-V_{id}}{2}[-g_{m}(r_{d}//R_{L})]=\frac{-V_{id}g_{m}r_{d}R_{L}}{r_{d}+R_{L}} \]

тому диференціальний коефіцієнт посилення

\[\label{eq:9}A_{d}=\frac{V_{od}}{V_{id}}=\frac{-g_{m}r_{d}R_{L}}{r_{d}+R_{L}} \]

Якщо, як завжди\(r_{d} ≫ R_{L}\), це стає

\[\label{eq:10}A_{d}=-g_{m}R_{L} \]

Зосередження уваги на малому сигналі синфазної моделі малюнка\(\PageIndex{4}\) (d) дає вихідний синфазний сигнал. Дві половинки схеми тепер ідентичні. Сума струмів при\(\mathsf{X}\) дорівнює нулю, тому

\[\label{eq:11}\frac{V_{S}}{2R_{S}}+\frac{V_{S}-V_{oc}}{r_{d}}-g_{m}(V_{ic}-V_{S})=0 \]

а сума струмів на вихідній клемі дорівнює нулю, тому

\[\label{eq:12}\frac{V_{oc}}{R_{L}}+\frac{V_{oc}-V_{S}}{r_{d}}+g_{m}(V_{ic}-V_{S})=0 \]

Усунення\(V_{S}\) з цих рівнянь призводить до

\[\label{eq:13}V_{oc}=\frac{-g_{m}r_{d}R_{L}V_{ic}}{(1+g_{m}r_{d})2R_{S}+r_{d}+R_{L}} \]

так що синфазний коефіцієнт посилення

\[\label{eq:14}A_{c}=\frac{V_{oc}}{V_{ic}}=\frac{-g_{m}r_{d}R_{L}}{(1+g_{m}r_{d})2R_{S}+r_{d}+R_{L}} \]

Якщо, як завжди\(r_{d} ≫ R_{L}\), це стає

\[\label{eq:15}A_{c}=\frac{-g_{m}R_{L}}{1+2g_{m}R_{S}} \]

CMRR (коли\(r_{d} ≫ R_{L}\))

\[\label{eq:16}\text{CMRR}=\frac{A_{d}}{A_{c}}=\frac{-g_{m}R_{L}(1+2g_{m}R_{S})}{-g_{m}R_{L}}=(1+2g_{m}R_{S}) \]

Таким чином, CMRR залежить від значення\(R_{S}\). Якщо в точці синфазного джерела немає резистора, як в псевдодиференціальному підсилювачі,\(R_{S} = 0\) і так

\[\label{eq:17}\text{CMRR}|_{R_{S}=0}=1 \]

Якщо у вихідному вузлі є ідеальний джерело струму, то фактично\(R_{S}\) нескінченний, і так

\[\label{eq:18}\text{CMRR}|_{\text{current source}}=\infty \]

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Підсилювачі MOSFET класу А з формами хвиль вихідної напруги: (а) односторонній підсилювач з резистивним зміщенням; (б) односторонній підсилювач з індуктивним зміщенням; (в) повністю диференціальний підсилювач з індуктивним зміщенням; і (г) псевдо-диференціальний підсилювач. Схема показана в (i), форми хвиль напруги стоку в (ii) та диференціальний вихід в (iii). Кінцева колонка дає вихідну напругу\(V_{pp}\) коливання, а вихідну потужність з\(V_{DD} = 3\text{ V},\)\(V_{D,\text{ min}} = 0.95\text{ V}\)\(V_{DS\text{ ,min}} = 0.4\text{ V}\), і\(k\) є постійною пропорційності, залежною від навантаження, яка вважається однаковою для всіх підсилювачів. \(V_{D\text{ ,min}}\)мінімальна напруга на стоці джерела струму MOSFET. Резистивно зміщений односторонній підсилювач має вихідну потужність, пропорційну\(6.76\) тоді як індуктивно зміщений КПК в (d) має вихідну потужність, пропорційну в\(125.4,\)\(18.6\) рази більше.

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Диференціальний підсилювач: (а) схема; (б) модель малого сигналу; (в) модель малого сигналу для розрахунку диференціального посилення; і (d) модель малого сигналу для розрахунку синфазного посилення.

3.6.2 Парний, Загальний, Непарний та Диференціальний режими

Різниця між парним та синфазним струмом, напругою та імпедансами зводиться до обліку того, як визначаються напруги та струми. Те ж саме стосується непарних і диференціальних величин. Причина, по якій використовуються обидва набори визначень, полягає в тому, що використання парного/непарного режиму є кращим для структур ліній електропередачі, а використання загального- /диференціального режиму є кращим з додатковими транзисторними схемами, такими як диференціальні підсилювачі.

Розглянемо підсилювач, показаний на малюнку\(\PageIndex{5}\) (а) з двома входами і двома виходами. Вхідні та вихідні напруги в різних режимах визначаються наступним чином:

Непарний режим вхідної напруги\(V_{io}\), і струму,\(I_{io}\) (з другим індексом, що вказує режим):

\[\label{eq:19}V_{io}=\frac{1}{2}(V_{i1}-V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{io}=\frac{1}{2}(I_{i1}-I_{i2}) \]

Диференціально-режимна вхідна напруга\(V_{id}\), і струм,\(I_{id}\):

\[\label{eq:20}V_{id}=(V_{i1}-V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{id}=\frac{1}{2}(I_{i1}-I_{i2}) \]

Рівномірний вхідна напруга\(V_{ie}\), і струм,\(I_{ie}\):

\[\label{eq:21}V_{ie}=\frac{1}{2}(V_{i1}+V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{ie}=\frac{1}{2}(I_{i1}+I_{i2}) \]

Синфазна вхідна напруга\(V_{ic}\), і струм,\(I_{ic}\):

\[\label{eq:22}V_{ic}=\frac{1}{2}(V_{i1}+V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{ic}=(I_{i1}+I_{i2}) \]

Реверсивні визначення, якщо немає синфазного/рівномірного вхідного сигналу:

\[\label{eq:23}\begin{array}{lll}{V_{i1}=\frac{1}{2}V_{id}=V_{io}}&{}&{V_{i2}=-\frac{1}{2}V_{id}=-V_{io}}\\{I_{i1}=I_{id}=I_{io}}&{\text{and}}&{I_{i2}=-I_{id}=-I_{io}}\end{array} \]

Вихідні напруги і струми аналогічно пов'язані між собою. На малюнках\(\PageIndex{5}\) (b) —\(\PageIndex{5}\) (e) показані концептуальні визначення навантаження в парному, непарному, загальному та диференціальному режимах. При перемиканні між визначеннями, скажімо між диференціальним навантаженням і непарним навантаженням, фактичний резистор в ланцюзі не змінюється.

Малюнок\(\PageIndex{5}\): Диференціальні підсилювачі і різні навантаження. \(R_{Lc}\)є синфазним навантаженням,\(R_{Le}\) є рівномірним навантаженням,\(R_{Ld}\) є диференціально-модовим навантаженням (часто використовується термін диференціальне навантаження), і\(R_{Lo}\) є непарним навантаженням.

Приклад\(\PageIndex{2}\): Odd-Mode Load

Диференціальний підсилювач праворуч має диференціальне навантаження\(100\:\Omega\). Що таке навантаження непарного режиму?

Малюнок\(\PageIndex{6}\)

Рішення

Схема ставиться в форму непарного режиму праворуч. Порівнюючи це з визначеннями навантаження, показаними на малюнку\(\PageIndex{4}\) (d), видно, що опір навантаження непарного режиму є\(50\:\Omega\).

Малюнок\(\PageIndex{7}\)

3.6.3 Асиметричне завантаження

Досить просто визначити загальні і диференціальні навантаження, або аналогічно парно- і непарні навантаження, коли навантаження диференціального підсилювача симетрична. Однак, коли навантаження несиметрична, деталі ведучого диференціального підсилювача потрібні для визначення зв'язку між загальним і диференціальним сигналами. Ситуація аналогічна ситуації з закінченою зв'язаною лінією, див. Розділ 5.7 з [7], де для визначення умов ланцюга необхідний еквівалентний імпеданс джерела Тевеніна.

При несиметричному навантаженні буде виникати зчеплення між парним і непарним режимами. Тож навіть якщо рушійний диференціальний підсилювач виробляє диференціальний вихідний струм і має нульовий струм загального режиму, все одно може бути напруга загального режиму. Це важливо, оскільки транзистори працюють як джерела струму, керовані напругою, і багато диференціальних підсилювачів насправді є підсилювачами транспровідності, оскільки це дає найширшу пропускну здатність, найпростіший зміщення та хорошу перешкодостійкість. Вихідний каскад диференціального підсилювача виступає як диференціальні джерела струму, керовані напругою, а в адаптивних механізмах RFIC зазвичай забезпечують відсутність синфазного струму. Але диференціальний струм може викликати синфазну напругу, яка рухає наступними етапами. Тоді стратегія проектування полягає в тому, щоб диференціальний підсилювач виробляв мінімальний синфазний струм, а навантаження симетричне. Наведені нижче приклади є ілюстративними.

Приклад\(\PageIndex{3}\): Asymmetrical Loading of a Differential Amplifier

Диференціальний підсилювач має дві вихідні клеми з одним з виходів, з'єднаних з\(60\:\Omega\) резистором, а інший закінчений\(100\:\Omega\) резистором, як показано на малюнку\(\PageIndex{8}\) (а). Вихідний каскад диференціального підсилювача моделюється як два керовані джерела струму,\(I_{o1}\)\(I_{o2}\) а вихідний синфазний струм дорівнює нулю.

1. Що таке синфазна напруга, при навантаженні\(V_{c}\), якщо диференціальний струм є\(1\text{ mA}\)? Ця проблема спочатку буде вирішена за допомогою загальних навантажень, показаних на малюнку\(\PageIndex{8}\) (b). Напруги при навантаженні є\(V_{o1} = V_{c}+ \frac{1}{2}V_{d}\) і\(V_{o2} = V_{c}− \frac{1}{2} V_{d}\) де\(V_{d}\) диференціальна вихідна напруга. Вихідні струми -\(I_{o1} = \frac{1}{2}I_{c} + I_{d} = I_{d}\) і\(I_{o2} = \frac{1}{2}I_{c} − I_{d} = −I_{d}\). Потім
   \[\begin{align}\label{eq:24}V_{o1}&=V_{c}+\frac{1}{2}V_{d}=I_{o1}R_{1}=+I_{d}R_{1}\\ \label{eq:25}V_{o2}&=V_{c}-\frac{1}{2}V_{d}=I_{o2}R_{2}=-I_{d}R_{2}\end{align} \]
   об'єднання цих
   \[\label{eq:26}2V_{c}=I_{d}(R_{1}-R_{2})\quad\text{and so}\quad V_{c}=\frac{1}{2}(1\text{ mA}(60\:\Omega - 100\:\Omega)=40\text{ mV} \]
   загальних режимів напруги на виході є\(40\text{ mV}\).
2. Що таке диференціально-режимний опір навантаження,\(R_{Ld}\)?
   \(R_{Ld}\)Диференціально-модове навантаження визначається на малюнку\(\PageIndex{8}\) (г) так, що\(R_{Ld} = V_{d}/I_{d}\).
   Прийняття різниці рівнянь\(\eqref{eq:24}\)\(\eqref{eq:25}\) і усунення\(V_{c}\) призводить до
   \[\label{eq:27}V_{d}=I_{d}(R_{1}+R_{2})+\frac{1}{2}I_{c}(R_{1}-R_{2})\quad\text{and}\quad R_{Ld}=\frac{V_{d}}{I_{d}}=(R_{1}+R_{2})=160\:\Omega \]

Малюнок\(\PageIndex{8}\): Припинений диференціальний підсилювач: (а) асиметричне навантаження; (б) загальне уявлення навантаження; і (в) визначення напруг і струмів для диференціального режиму опору навантаження\(R_{Ld}\).

Приклад\(\PageIndex{4}\): Differential- and Odd-Mode Loads

Диференціальний підсилювач показаний на малюнку\(\PageIndex{9}\) (а) з резистивним навантаженням. Знайти диференціально- і непарні опори навантаження, якщо синфазний струм дорівнює нулю.

Рішення

Вузловий аналіз дає ланцюгові рівняння

\[\label{eq:28}I_{1}=\frac{V_{1}}{10}+\frac{V_{1}-V_{2}}{5}\quad\text{and}\quad I_{2}=\frac{V_{2}}{20}+\frac{V_{2}-V_{1}}{5} \]

Тобто

\[\label{eq:29}V_{1}=(50I_{1}+40I_{2})/7\quad\text{and}\quad V_{2}=(40I_{1}+60I_{2})/7 \]

1. Що таке диференціально-режимний опір навантаження\(R_{Ld}\)?
   Диференціально-модовий струм\(I_{d} = \frac{1}{2}(I_{1} − I_{2})\), так як синфазний струм дорівнює нулю, встановлюється\(I_{1} = I_{d}\)\(I_{2} = −I_{d}\) і рівняння\(\eqref{eq:29}\) стає
   \[\label{eq:30}V_{1}=\frac{10}{7}I_{d}\quad\text{and}\quad V_{2}=-\frac{20}{7}I_{d} \]
   Диференціально-модове напруга
   \[\label{eq:31}V_{d}=(V_{1}-V_{2})=\frac{30}{7}I_{d} \]
   Таким чином
   \[\label{eq:32}R_{Ld}=\frac{V_{d}}{I_{d}}=\frac{30}{7}=4.286\:\Omega \]
2. Що таке опір навантаження в непарному режимі\(R_{Lo}\)?
   Непарний струм\(I_{o} = \frac{1}{2} (I_{1} − I_{2})\), так встановлений\(I_{1} = I_{o}\) і\(I_{2} = −I_{o}\) оскільки синфазний, а отже, і парний режим, струм дорівнює нулю і рівняння\(\eqref{eq:29}\) стає
   \[\label{eq:33}V_{1}=\frac{10}{7}I_{o}\quad\text{and}\quad V_{2}=\frac{-20}{7}I_{o} \]
   Непарний режим напруги
   \[\label{eq:34}V_{o}=\frac{1}{2}(V_{1}-V_{2})=\frac{30}{14}I_{o} \]
   Таким чином
   \[\label{eq:35}R_{Lo}=\frac{V_{o}}{I_{o}}=\frac{30}{14}=2.143\:\Omega \]

Малюнок\(\PageIndex{9}\): Диференціальний підсилювач з асиметричними кінцевими резисторами.

3.6.4 Гібриди та диференціальні підсилювачі

RFIC використовують як повністю диференціальні, так і псевдо-диференціальні шляхи сигналу. Якщо коливання сигналу не викликає занепокоєння, переважно повністю диференціальний шлях сигналу, особливо через його несприйнятливість до шуму та стабільність зміщення. Додаткові транзистори, що беруть участь у реалізації диференціальної схеми (наприклад, джерела струму), зменшують наявне коливання напруги, а отже, і потужність. Псевдодиференціальна сигналізація використовує, по суті, два паралельних шляху, кожен з яких відноситься до землі, але протилежної полярності. Сигнал на одному з паралельних шляхів - це дзеркальне відображення сигналу на іншому (тобто сигнал не є справді диференціальним, що означало б, що він плаваючий або незалежний від землі). Кожен з паралельних шляхів незбалансований, але разом їх радіочастотний сигнал виявляється врівноваженим або псевдозбалансованим. Ще одне міркування полягає в тому, що при роботі з RFIC необхідно взаємодіяти (незбалансовані) мікросмужкові схеми з входами і виходами RFIC. Функціональність тут вимагає, щоб сигнали були розділені та об'єднані, а також перетворювалися між збалансованими та незбалансованими сигналами.

FDA показано на малюнку\(\PageIndex{10}\) (а). І вхідна напруга\(V_{i} = V_{+} − V_{−}\), і вихідна напруга\(V_{o}\), є диференціальними. На малюнку\(\PageIndex{10}\) (б і в) показано трансформатор, який використовується для перетворення диференціального виходу підсилювача в незбалансований сигнал, який, наприклад, може бути підключений до мікросмужкової схеми. Вихід багатьох RFIC є псевдодиференціальним, так як ця сигналізація забезпечує великі перепади напруги. Псевдодиференціальний підсилювач показаний на малюнку\(\PageIndex{10}\) (г), але перш ніж займатися маніпуляцією трактом сигналу, спочатку розглянемо гібрид самостійно.

Рисунок\(\PageIndex{11}\) (а) показує, як два псевдозбалансованих сигналу можуть бути об'єднані для отримання одного збалансованого сигналу. Ця\(180^{\circ}\) гібридна функція реалізується центральним постукуванням трансформатора. Сигнал на терміналі 2 посилається на землю, і ці два термінали - порт 2. Компонент зображення псевдодиференціального сигналу подається на порт 3, що містить термінал 3 і землю. Збалансований сигнал на порту 1 може бути безпосередньо підключений до мікросмужкової лінії, яка, звичайно ж, незбалансована. Більшість реалізацій гібридів на НВЧ-частотах мають порти, які посилаються на землю. Це підкреслено на малюнку\(\PageIndex{11}\) (b), що полегшує перегляд того, як\(180^{\circ}\) гібрид можна використовувати для об'єднання псевдодиференціального сигналу, як показано на малюнку\(\PageIndex{11}\) (c). Цей псевдо-диференціально-незбалансований інтерфейс показаний на малюнку\(\PageIndex{10}\) (e— g) з псевдо-диференціальним підсилювачем.

Гібриди можуть бути використані на вхідних і вихідних клемах псевдо-диференціального підсилювача RFIC, так що незбалансоване джерело може ефективно керувати RFIC, а потім вихід RFIC може бути перетворений в незбалансований порт для взаємодії з незбалансованою схемою, такою як фільтри та лінії передачі. У системі на основі RFIC на малюнку\(180^{\circ}\) гібрид спочатку використовується як спліттер\(\PageIndex{12}\), а потім на виході як комбайнер.

Малюнок\(\PageIndex{10}\): Конфігурації, що забезпечують незбалансований вихід від диференціального підсилювача: (а) FDA; (б) FDA, налаштований з балуном; (c) схема; (d) КПК; (e) КПК, налаштований з\(180^{\circ}\) гібридом для забезпечення незбалансованого виходу; (f) схема; і (g) КПК з підключенням трансформатора, що дає незбалансований вихід.

Рисунок\(\PageIndex{11}\): Еквівалентні зображення\(180^{\circ}\) гібрида, підключеного для забезпечення інтерфейсу між псевдо-диференціальним збалансованим портом та незбалансованим портом: (а) трансформатор, налаштований як\(180^{\circ}\) гібрид з псевдонезбалансованою до збалансованої конфігурації; (б) гібрид, що показує два термінали представлення портів; і (c) схема\(180^{\circ}\) гібрида з портом ізоляції, що закінчується відповідним навантаженням.

Малюнок\(\PageIndex{12}\): RFIC з диференціальними входами та виходами, керованими\(180^{\circ}\) гібридом, що використовується як спліттер, а потім інший\(180^{\circ}\) гібрид, який використовується як комбайнер.