9.3: Розширення та вдосконалення

Last updated
Save as PDF

Page ID: 30863

\( \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \) \( \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} \)\(\newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\) \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\) \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\) \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \(\newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\) \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\) \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\) \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)

Вищевикладене обговорення охоплювало основи дизайну та експлуатації підсилювача класу B, але є різні речі, які ми могли б додати.

9.3.1: Обмеження струму

Одним з найбільш корисних доповнень до підсилювача є якась форма схеми захисту. Як зазначалося раніше, в базовому підсилювачі класу В немає нічого для обмеження струму, тому якщо навантаження випадково закоротити, струм транзистора буде стрибати до дуже високих рівнів і можливо пошкодити вихідні транзистори. Як ми можемо запобігти цьому?

Мабуть, найосновнішою технікою захисту є розміщення запобіжника в лінію з навантаженням. Це дещо складна пропозиція, оскільки форми голосу та музики дуже динамічні. Запобіжники не є пристроями швидкого реагування, і вибір належного номіналу струму є компромісом. Якщо ми хочемо зловити великі швидкі перехідні процеси, запобіжник доведеться оцінювати на низькій стороні. На жаль, запобіжник може потім задути на помірно гучний стійкий низькочастотний вміст. Реле страждають від подібних проблем. Також виникає питання, що якщо запобіжники замінні споживачем, вони можуть використовувати неправильне значення або якийсь інший пункт ¹, який буде пропускати занадто великий струм, в результаті чого перегоріли вихідні транзистори. Цього можна уникнути, маючи другий комплект запобіжників, встановлених на платі ПК, підключених до силових рейок, але це теж недосконале рішення.

Одним із засобів боротьби з цією ситуацією є використання активного обмежувача струму, такого як схема, показана на малюнку\(\PageIndex{1}\). У цій схемі\(Q_1\) є основним вихідним транзистором NPN, сторона PNP не показана. Вгорі знаходиться підключення блоку живлення і навантаження відключена праворуч. Невеликий резистор,\(R_E\), вставляється в шлях струму випромінювача. Опір досить малий, щоб напруга на ньому, як правило, менше 0,5 вольта або близько того. Поперек резистора знаходиться ще один транзистор,\(Q_2\). При нормальній роботі не\(Q_2\) включається і не впливає на ланцюг. Якщо струм навантаження стає досить великим (за безпечну межу), то падіння напруги в поперечнику\(R_E\) досягне 0,7 В. У цей момент\(Q_2\) включається і починає проводити струм подалі від бази\(Q_1\), обмежуючи величину струму навантаження приблизно\(0.7 V/R_E\). На відміну від запобіжника, після усунення несправності і струм навантаження падає до безпечного рівня,\(Q_2\) відключається і нормальна функція підсилювача відновлюється.

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Обмежувач активного струму.

Дві з цих ланцюгів необхідні для підсилювача; один для позитивної половини і один для негативної половини. \(\PageIndex{2}\)На малюнку показаний підсилювач класу B з доданими ланцюгами захисту струму (в межах пунктирної червоної коробки).

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Підсилювач класу B з обмежувачами струму

9.3.2: Конфігурації посилення високого струму

Для деяких застосувань\(\beta\) типових силових транзисторів може виявитися недостатнім. У таких випадках ми можемо використовувати конфігурації посилення високого струму. Існує кілька способів настройки пристроїв виведення. Схема Дарлінгтона показана на малюнку\(\PageIndex{3}\). \(Q_3\)і\(Q_5\) є основними пристроями виведення. \(Q_2\)і\(Q_4\) може розглядатися як приводні транзистори. Хоча їх\(BV_{CEO}\) рейтинг повинен бути таким же високим, як і\(Q_3/Q_5\), вони будуть обробляти менший струм і, отже, будуть розсіювати менше енергії. Іноді\(Q_2/Q_4\) налаштовуються, як видно тут, а іноді можуть бути додані резистори випромінювачів, так що вихід виглядає каскадом послідовників випромінювачів. У будь-якому випадку, зараз є чотири базово-випромінювальні переходи, які потрібно компенсувати, таким чином, додавання\(D_3\) і\(D_4\).

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Вихідні пристрої Дарлінгтона для високого посилення струму.

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Пара Сіклай, AKA композитний PNP.

Кілька років тому транзистори PNP високої потужності, що демонструють гідну якість звуку, були недоступні. Замість використання конфігурації PNP Darlington використовувалася пара Sziklai. Ця конфігурація подвійного транзистора названа на честь угорського, а пізніше американського, інженера Джорджа Сіклая. Пара Сіклай також відома як складова пара. Композитний ПНП зображений на малюнку\(\PageIndex{4}\). Операція схожа на операцію пари Дарлінгтона. Вхідний транзистор\(Q_1\), Заганяє свій колекторний струм в базу\(Q_2\), вихідний транзистор. \(Q_2\)базовий струм множиться на його\(\beta\), таким чином, його колекторний струм є добутком\(I_{B1}\),\(\beta_1\) і\(\beta_2\), так само, як Дарлінгтон. Відмінності полягають у тому, що основним силовим пристроєм для композитного PNP є NPN, і що існує лише один\(V_{BE}\) для компенсації. Приклад підсилювача на основі попередньої схеми прямого з'єднання драйвера показаний на малюнку\(\PageIndex{5}\). Ця конфігурація відома як квазі-комплементарний вихід ². Зверніть увагу на використання трьох компенсуючих діодів; два для Darlington NPN і один для композитної пари PNP/Sziklai. Однією з переваг тут є те, що силові пристрої,\(Q_3\) причому\(Q_5\), можуть бути ідентичними моделями.

Малюнок\(\PageIndex{5}\): Квазі-комплементарний вихід.

Струм обмежувача ланцюга Рисунок\(\PageIndex{1}\) може бути доданий як до Дарлінгтона, так і квазі-комплементарних вихідних каскадів. Обмеження струму також може бути додано до схем, представлених у наступному розділі, але вони були залишені для наочності.

9.3.3: Поточний обмін

Для більш високих вихідних потужностей, і особливо для підсилювачів, що керують дуже низькими імпедансами навантаження, такими як 1 або 2 Ом, може бути неможливо використовувати один NPN і PNP для вихідного каскаду. Замість цього обов'язки кожного пристрою будуть розділені між двома-трьома транзисторами, що працюють паралельно. Як правило, схеми розподілу струму також потребують підходу на основі Дарлінгтона через дуже високий загальний струм навантаження.

Спочатку може бути спокусливо просто розмістити два або три транзистори паралельно, кожен базовий термінал живиться загальним приводним транзистором. При такому підході є фатальний недолік. Питання називається або тепловим втечею, або поточним застряванням. Основна проблема полягає в тому, що температурний коефіцієнт транспровідності для біполярного транзистора позитивний. Іншими словами,\(r'_e\) стає менше при підвищенні температури. Це означає, що в міру нагрівання приладу він прагне легше проводити струм. Звичайно, якщо прилад тягне більше струму, він буде розсіювати більшу потужність, а значить, буде нагріватися, а значить, він буде проводити більше струму, а значить, буде розсіювати більшу потужність і так далі. Цей процес виходить з-під контролю і особливо злий, коли ми маємо кілька пристроїв паралельно. Пристрої ніколи не ідеально підібрані, тому струм навантаження ніколи не буде ідеально розподілений між пристроями. Це означає, що один пристрій, як правило, стає гарячішим, ніж інші (и), що призводить до того, що він стає ще гарячішим і захоплює більшу і більшу частку загального струму. Врешті-решт, цей пристрій «забиває» весь наявний струм і накручує руйнуючи себе. Те, що ми маємо, - це позитивний цикл теплового зворотного зв'язку. Транзистор harakiri є рішуче субоптимальною характеристикою продуктивності. Щоб обійти цю проблему, ми можемо додати невеликі резистори до випромінювачів пристроїв. Оскільки всі паралельні пристрої приводяться в дію від загального приводного транзистора, всі вони бачать однакову базову напругу. Якщо один вихідний транзистор починає захоплювати більшу частку струму навантаження, падіння напруги на резисторі емітера буде збільшуватися, тим самим змушуючи зменшення напруги базового емітера цього транзистора. Це скорочення компенсує початкову тенденцію струму до збільшення. Цю методику відносять до місцевих негативних відгуків. Ми бачили цю концепцію раніше, наприклад, до цієї категорії потрапляє заболочений резистор, як і схема зміщення зворотного зв'язку колектора.

Приклад вихідного розділу розподілу струму наведено на малюнку\(\PageIndex{6}\). У цій версії використовується схема Дарлінгтона. Нещодавно додані транзистори показані червоним кольором, тоді як резистори зворотного зв'язку теплового/струмового зворотного зв'язку показані синім кольором.

Малюнок\(\PageIndex{6}\): Розділ виходу розділення струму.

9.3.4:\(V_{BE}\) Мультиплікатор та конденсатор Міллера

З постійно зростаючою складністю вихідної секції проста схема зміщення діодів позбавлена можливості встановити оптимальний ухил холостого ходу для досягнення мінімальних спотворень кросовера. Більш гнучким підходом є використання\(V_{BE}\) множника, як показано на малюнку\(\PageIndex{7}\).

Малюнок\(\PageIndex{7}\):\(V_{BE}\) множник.

Якщо ми ігноруємо базовий струм, струми через два резистори ідентичні. Тому їх напруги мають таке ж відношення, як і їх опори. \(R_2\)паралельно з\(V_{BE}\) таким чином його напруга повинна дорівнювати\(V_{BE}\). Отже, напруга поперек\(R_2\) має бути кратним\(V_{BE}\). Наприклад, якщо ми хочемо генерувати еквівалент чотирьох крапель базового випромінювача від точки\(A\) до точки\(B\), ми робимо\(R_1\) втричі більше, ніж\(R_2\). Що робить це особливо корисним, оскільки ми можемо встановити будь-яке співвідношення, яке ми хочемо, і замінивши резистор потенціометром, ми можемо зробити цю напругу регульованою. А приклад показаний на малюнку\(\PageIndex{8}\), використовуючи токорозподільний підсилювач Рис\(\PageIndex{6}\). \(V_{BE}\)Множник показаний в пунктирній червоній коробці і замінює чотири діоди зміщення. Конденсатор\(C_B\) шунтує множник, переконавшись, що він поводиться як короткий для сигналів змінного струму.

Малюнок\(\PageIndex{8}\): Підсилювач з\(V_{BE}\) мультиплікатором і компенсаційним конденсатором Мі

Схема малюнка\(\PageIndex{8}\) також включає в себе ще один конденсатор,\(C_M\). Це компенсаційний конденсатор Міллера. Він використовує ефект Міллера (див. Розділ 6, Теорема Міллера) для створення набагато більшої еквівалентної вхідної ємності. Ця ємність з'являється паралельно з входом\(Q_1\) і створює лаг мережі. Включення\(C_M\) дозволяє дизайнеру адаптувати високочастотну характеристику підсилювача.

9.3.5: Мостові

Деякі підсилювачі використовують мостову схему виведення. Це особливо актуально, коли напруга живлення обмежена, наприклад, в автомобілі (номінально 12 В постійного струму, але ближче до 13,8 В постійного струму від генератора змінного струму). Не вдаючись до дорогого перетворювача постійного струму в постійний струм, підсилювач, призначений для автомобільного використання, знаходиться в трохи зв'язці. Якщо ми припустимо джерело постійного струму +12 вольт, то основний підсилювач класу B використовуватиме конфігурацію, пов'язану з конденсатором, як рис. 9.2.6. Це дало б 6 вольт і відповідність близько 4.2 вольт RMS.\(V_{CEQ}\) Якби ми використовували стандартний домашній гучномовець 8\(\Omega\), максимальна потужність навантаження становила б лише 2,25 Вт (це одна з причин, чому автомобільні аудіосистеми зазвичай використовують 4\(\Omega\) гучномовці, оскільки це подвоює вихідну потужність, в цьому випадку до 4,5 Вт). Мостовий вихід може подвоїти це знову.

Блок-схема мостового приводу показана на рис\(\PageIndex{9}\). Ліва половина - це те, що ми побачили б нормально. На правій половині у нас є другий ідентичний підсилювач, але ми ведемо його з перевернутою копією вихідного сигналу. Що в кінцевому підсумку відбувається, так це те, що, як лівий вихід йде позитивним, правий вихід йде негативним на ту ж суму. Кінцевим результатом є те, що навантаження бачить вдвічі більшу напругу, яку вона мала б від лівого підсилювача. Потужність змінюється як квадрат напруги, тому подвоєння напруги вчетверо збільшує потужність. Вихід 2.25 Вт цього автомобільного підсилювача підскакує до 9 Вт ³. Якщо ми хочемо піднятися вище цього, нашими єдиними варіантами є подальше зменшення імпедансу гучномовця (існують практичні обмеження, які не дозволять нам піти набагато далі) або збільшити джерело живлення постійного струму. У домашніх умовах збільшити подачу відносно легко, оскільки у нас є джерело живлення змінного струму. У автомобільній системі це набагато дорожча пропозиція, оскільки загальнодоступний лише DC.

Малюнок\(\PageIndex{9}\): Блок-схема мостового підсилювача.

Ілюстрація мостової системи на транзисторному рівні показана на малюнку\(\PageIndex{10}\). Для простоти в цій схемі використовуються базові етапи класу B. Вхідні та праві схеми інверсії не відображаються.

Малюнок\(\PageIndex{10}\): Мостовий підсилювач, рівень транзистора.

Чотири транзистори створюють класичний Н міст з навантаженням в центрі. Для\(V_{in}\) позитиву\(Q_1\) включається. У той же час, оскільки він харчується перевернутою версією\(V_{in}\),\(Q_4\) включається. Таким чином, струм стікає вниз\(V_{CC}\), через\(Q_1\), впоперек\(R_L\) зліва направо, вниз і\(Q_4\), нарешті, до\(V_{EE}\) (синій слід). При повному розпалі напруга на навантаженні буде знаходитися\(V_{CC} − V_{EE}\) зліва направо. Для\(V_{in}\) негативу відбувається навпаки:\(Q_3\) і\(Q_2\) включаємо, дозволяючи струму\(R_L\) протікати справа наліво. Максимальна напруга буде таким же, але з перевернутою полярністю, звідси ефективне подвоєння напруги навантаження і вчетверо потужності навантаження.

Цей збільшений вихід не обходиться без мінусів. Найбільш очевидною проблемою є подвоєння вихідної схеми. Друге питання може виявитися не відразу: навантаження не заземлена. У простих автомобільних аудіосистемах ходова частина транспортного засобу використовується в якості системи загального або «заземлення». Тому можна просто провести один провід до гучномовця з виходу підсилювача. Потім інший термінал гучномовця підключається до шасі у зручному місці. При мостовому виході до гучномовця необхідно провести два дроти. Якщо однопровідна система гучномовців модернізована мостовим вихідним підсилювачем, необхідно встановити нові дроти гучномовців. В іншому випадку зворотний провід шасі намотує замикання з одного боку моста ⁴.

9.3.6: Обхід блоку живлення

Остаточний коментар щодо підсилювачів високої потужності, особливо підсилювачів звуку, в порядку. Протягом цієї глави ми припускали, що джерела живлення постійного струму будуть діяти ідеально, головним чином, що вони представлятимуть себе хорошими підставами змінного струму. Цього не завжди легко досягти, враховуючи практичні обмеження макетів друкованих плат, обмеження проводки тощо. Отже, для забезпечення хорошого заземлення змінного струму часто використовуються байпасні конденсатори блоку живлення. Хоча це було згадано в розділі 7 щодо малих підсилювачів сигналу, це, мабуть, важливіше для підсилювачів потужності. Обхідні конденсатори джерела живлення, що використовуються для підсилювачів потужності, як правило, більші, а якість - більш суворими. Простий 1\(\mu\) F обхідний конденсатор навряд чи буде нормою для підсилювача звуку високої потужності. Практична проблема полягає в тому, що великі, якісні конденсатори не коштують недорого. Наприклад, поліпропіленовий конденсатор на 10\(\mu\) F буде як мінімум на порядок дорожче аналогічного розміру алюмінієвого електролітичного (долари проти центів). На жаль, електролітичний матиме витоки та ШОЕ, і не буде вести себе майже так добре на високих частотах (дійсно, імпеданс фактично почне збільшуватися через індуктивні ефекти, як тільки частота стане досить високою). Щоб як підвищити продуктивність, так і заощадити гроші, байпасні конденсатори іноді подвоюють або втричі. Наприклад, великий алюмінієвий електролітичний може бути розміщений паралельно з набагато меншим поліефірним або поліпропіленовим конденсатором. Алюмінієвий електролітичний дасть мале\(X_C\) необхідне на більш низьких частотах, і коли він почне вести себе менш ідеально на більш високих частотах, більш якісний полі-конденсатор ефективно шунтує його і розширює робочий діапазон. Результат майже настільки ж ефективний, як і єдиний великий, високоякісний конденсатор, але набагато дешевше.

Посилання

¹ Такі як біти дроту, алюмінієва фольга, невеликі болти або гвинти тощо Просто запитайте будь-якого досвідченого майстра з ремонту.

² Не плутати з квазі-компліментарним виходом, про який ми маємо лише частково приємні речі сказати.

³ Гаразд, не величезний, але, ймовірно, все ще досить голосний, щоб затемнити сирени аварійних транспортних засобів, поки вони не будуть прямо позаду вас.

⁴ Оопсія!