9.2: Конфігурація класу B

Експлуатація класу B визначається як наявність струму змінного струму колектора 180\(^{\circ}\) з циклу. Отже, щоб посилити весь сигнал, знадобляться два пристрої. Далі нам потрібно буде звернути увагу на те, як дві половинки форми хвилі «зшиті», оскільки це може бути проблемною зоною. Очевидне питання на цьому етапі полягає в тому, чому ми турбуємось про розділення позитивних та негативних напівхвиль, якщо це призводить до складності схеми та можливих проблем із формою хвилі? Відповідь - підвищення ефективності.

У попередньому розділі ми виявили, що підсилювачі класу А не ефективні. Насправді, у кращому випадку вони перетворюють лише 25% вхідної потужності постійного струму в корисну потужність навантаження. Чому це відбувається і як топологія класу B вирішує цю ситуацію?

Основна ідея класу B полягає в тому, щоб натиснути точку Q вниз так, щоб вона сиділа прямо на зрізі на лінії навантаження змінного струму. Це означає, що\(I_{CQ}\) дорівнює 0 А і практично не відводиться живлення від живлення на холостому ходу. Розташування точки Q на зрізі також означає, що транзистор негайно затисне негативну частину хвилі. Отже, нам знадобиться схема дзеркального відображення, щоб створити цю частину (і яка буде відсікати позитивну частину).

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Послідовник напруги спрощений ланцюг змінного струму.

Щоб краще зрозуміти, як працює робота класу B, розглянемо спрощену схему змінного струму послідовника напруги, показану на малюнку\(\PageIndex{1}\). Якщо ми розміщуємо точку Q безпосередньо в\(v_{CE(cutoff)}\) то асоційований\(I_{CQ}\) дорівнює 0 А. Як вхідний сигнал коливається позитивним, струм колектора збільшується. У міру цього напруга на навантаженні\((r_E)\) починає збільшуватися і напруга на колекторі-емітері транзистора починає знижуватися (за рахунок КВЛ). Коли вхідний сигнал коливається негативно, транзистор відключається. В результаті не створюється струм колектора, напруга не розвивається на навантаженні і\(v_{CE}\) залишається при відсіченні. Це так, ніби форма вхідної хвилі була випрямлена на півхвилі. Ця дія показано на малюнку\(\PageIndex{2}\). Коли вхідний сигнал коливається позитивно, робоча точка ковзає вгору по лінії навантаження, рухаючись до насичення, і цей збільшений струм створює напругу навантаження, яка слідує за вхідним сигналом. На відміну від цього, коли вхід намагається качати негатив, більше нікуди йти на лінії навантаження і негативна частина хвилі просто обрізається.

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Лінія навантаження змінного струму для роботи класу B.

Якби ми зробили PNP-версію схеми, зображеної на малюнку\(\PageIndex{1}\), трапилося б прямо протилежне: підсилювач відтворював би негативну частину хвилі і затискав позитивну частину. Наступне питання полягає в тому, як ми зміщуємо транзистор при зрізі і зрощуємо разом версії NPN і PNP у працездатне ціле?

Давайте почнемо з створення двох послідовників випромінювачів голих кісток, один NPN та інший PNP. Ми з'єднаємо їх випромінювачі разом і прив'яжемо, що до навантаження. Ми підключимо колектор NPN безпосередньо до джерела постійного струму, а колектор PNP - до землі. Пам'ятайте, колекторні резистори не знадобляться, оскільки це послідовники. Ми не будемо включати компоненти зміщення на базі, тому що ми хочемо\(I_{CQ}\) встановити на 0 А. Нам також доведеться додати вхідні та вихідні конденсатори, щоб запобігти ненавмисному замикання джерела та навантаження або шунтування частин ланцюга постійного струму. Результат видно на рис\(\PageIndex{3}\).

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Прототип схеми класу B.

При відсутності сигналу обидва транзистори повинні бути вимкнені. Це пояснюється тим, що їх основи пов'язані між собою, і без якогось іншого застосованого потенціалу обидві напруги база-випромінювача повинні бути нульовими. Припускаючи\(Q_1\) і\(Q_2\) узгоджені, напруга живлення повинна рівномірно розділитися між ними, залишаючи половину від\(V_{CC}\) випромінювачів. Цей потенціал також з'являється поперек\(C_{out}\), запобігаючи досягненню напруги постійного струму\(R_L\).

Коли вхідний сигнал йде позитивним, він піднімається\(V_{B1}\) і\(V_{B2}\) вище 0,5\(V_{CC}\). Це тримає\(Q_2\) вимикається, але включається\(Q_1\). Струм тепер вільно стікати вниз\(Q_1\) і в навантаження. Коли вхідний сигнал гойдається негативно, відбувається\(Q_1\) зворотне:\(Q_2\) вимикається і включається. Це дозволяє струму витікати вгору від навантаження і вниз через\(Q_2\) (якщо це заплутано, пам'ятайте, що напруга постійного струму вже була встановлена поперек,\(C_{out}\) яка дорівнює 0,5,\(V_{CC}\) і саме це дозволяє струму текти від землі вгору,\(R_L\) а потім вниз через \(Q_2\)як\(Q_2\) починає проводити). Можна подумати про\(Q_1\) штовхання струму в навантаження (джерело) і\(Q_2\) витягування струму з навантаження (занурення). Отже, підсилювачі класу В іноді називають двотактними підсилювачами.

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Прототип схеми класу B в симуляторі.

Щоб побачити, наскільки добре працює цей прототип, введемо версію в симулятор, як показано на малюнку\(\PageIndex{4}\). Проводиться перехідний аналіз з результатами, показаними на рис\(\PageIndex{5}\).

Рисунок\(\PageIndex{5}\): Перехідний аналіз прототипу схеми класу B.

Зрозуміло, що є проблеми з формою вихідної хвилі (вузол 2, синім кольором). По-перше, амплітуда сигналу помітно менша, ніж піковий вхідний сигнал 2 вольт. Друге питання - химерна «плоска пляма» вихідної форми хвилі поблизу точок перетину нуля. Виявляється, ці дві проблеми є проявами однієї і тієї ж першопричини. Якщо ми уважно подивимося на вершини, ми можемо отримати підказку про те, що відбувається. Пікова вихідна напруга становить близько 0,75 вольт нижче входу, або лише близько одного прямого потенціалу PN-переходу. Проблема полягає в тому, що вхідний сигнал не буде по-справжньому включатися NPN-транзистор, поки сигнал не перевищить приблизно 0,7 вольт або не опуститься нижче −0,7 вольт для сторони PNP. Ця область між −0,7 вольт і +0,7 вольт є мертвою зоною, на яку підсилювач не реагуватиме. По суті, підсилювач «вириває» що-небудь між\(\pm\) 0,7 вольт. Це груба форма спотворення і проходить багатьма назвами, включаючи спотворення виїмки та перехресне спотворення. Особливо неприємна частина цієї форми спотворення полягає в тому, що вона вражає малі сигнали гірше, ніж великі сигнали. Більшість інших форм нелінійностей, як правило, погіршуються у міру збільшення рівня сигналу.

9.2.1: Клас AB Експлуатація

Основне рішення цієї проблеми полягає в забезпеченні невеликого струму холостого ходу, щоб транзистори були майже включені. Таким чином, для включення пристроїв знадобиться лише дуже маленький вхідний сигнал. Оскільки це трохи збільшить кут провідності, ця форма роботи називається операцією класу AB. Одним з потенційних рішень є додавання дільника напруги, як показано на малюнку\(\PageIndex{6}\).

Малюнок\(\PageIndex{6}\): Прототип схеми класу AB.

Ця схема використовує симетричну розкладку: все над горизонтальною лінією, проведеною через середину, перегукується компонентом нижче лінії. Іншими словами,,\(R_1 = R_2\),\(R_3 = R_4\)\(C_1 = C_2\),\(Q_1\) і\(Q_2\) є компліментарною парою. Дільник налаштований так, що напруга падає поперек\(R_3\) і\(R_4\) становить близько 0,7 вольт кожен.

Правильно спроектована схема малюнка\(\PageIndex{6}\) зменшить спотворення виїмки. На жаль, у нього є й інші проблеми. Перше питання стосується трьох конденсаторів. \(C_{OUT}\)зокрема, може бути досить великим. Їх можна видалити, якщо ми перейшли до симетричного біполярного джерела живлення. Замість того, щоб запустити колектор PNP на землю, ми прив'яжемо його до негативного джерела постійного струму. Щоб зберегти однакову загальну напругу, ми\(Q_1\) встановимо колектор до половини оригінального\(Q_2\) колектора\(V_{CC}\) та до половини початкового,\(V_{CC}\) але негативного. На стороні входу, ми могли б запустити вхідний сигнал до переходу\(R_3\) і\(R_4\).

Друге питання, що переслідує ланцюг фігури\(\PageIndex{6}\), - це стабільність зміщення. Резистори подільника напруги повинні бути дуже точними, щоб встановити транзистори там, де ми їх хочемо, і стабільність викликає занепокоєння. Проблема в тому, що ми намагаємося використовувати пристрій з лінійною вольт-амперною характеристикою (резистор) для відповідності експоненціальної вольт-амперної характеристики PN-переходу. Ця проблема посилюється тим, що ці пристрої будуть дрейфувати з температурою, і дрейфувати по-різному. Рішення цієї проблеми полягає у використанні пристрою з кращими відповідними характеристиками. Який кращий пристрій, щоб відповідати PN-переходу, ніж інший PN-перехід?

9.2.2: Поточне дзеркало

Малюнок\(\PageIndex{7}\): Просте дзеркало струму.

Розглянемо схему, зображену на малюнку\(\PageIndex{7}\). Це називається поточним дзеркалом. Ось як це працює: Спочатку подивіться на роздільник між\(R\) і\(D\). Напруга поперек\(R\) має дорівнювати напрузі живлення мінус падіння діода, або приблизно\(V − 0.7\). Це встановлює струм,\(I_R\). Якщо базовий струм досить малий, щоб ігнорувати, цей же струм стікає через діод як\(I_D\). Цей діодний струм встановлює певну напругу на діоді (десь поблизу 0,7 вольта хоча точне напруга не важливо). Оскільки діод знаходиться паралельно переходу база-емітер, то\(V_{BE} = V_D\). Якщо крива транспровідності (крива I-V) транзистора ідентична кривій діода, то струм емітера повинен бути таким же, як і діодний струм. Будь-яка зміна струму діода спричинить незначну зміну напруги діода, а оскільки напруга діода і напруга база-емітера однакові, то струм емітера повинен змінюватися у відповідь. Іншими словами, струм емітера дзеркально відображає діодний струм. Ми можемо запрограмувати діодний струм (а значить, і струм емітера), встановивши відповідне значення для\(R\). Який би струм\(R\) не був, це теж струм колектора.

Ідея поточного дзеркала з великим ефектом використовується в інтегральних схемах, де легко підібрати характеристики пристрою. Коли справа доходить до дискретних компонентів, це не так просто підібрати діод до транзистора. На щастя, нам не потрібно мати ідеальну відповідність. Просто за допомогою будь-якого сигнального діода забезпечить набагато кращу відповідність\(V_{BE}\), ніж використання резистора. Хоча діодний струм не буде точно відповідати струму колектора, зміщення буде більш стабільним, і компоненти будуть відстежувати набагато краще, ніж при використанні резистора.

Поєднання цих ідей призводить нас до схеми малюнка\(\PageIndex{8}\). Це наш перший практичний підсилювач класу B з потенціалом для гідних значень спотворень і стабільності.

Малюнок\(\PageIndex{8}\): Підсилювач класу B з діодним зміщенням і біполярними джерелами.

Одна річ, яка іноді турбує людей, коли вони вперше бачать діодний упереджений підсилювач - це те, як сигнал змінного струму буде проходити через діоди до баз. На перший погляд, здається, що позитивна частина вхідного сигналу буде «йти неправильним шляхом» проти діода\(D_1\). Що нам потрібно пам'ятати,\(D_1\) це те, що вже упереджено вперед через живлення постійного струму та навколишніх резисторів. Сигнал не побачить розрив, він побачить динамічний опір діода. ²

9.2.3: Максимуми ланцюга класу B

Тепер, коли у нас є працездатна схема, нам потрібно вивести формули для кінцевих точок лінії навантаження змінного струму, що означає\(v_{CE(cutoff)}\) і\(i_{C(sat)}\), і визначити відповідність. Перший пункт примітки - відсічення. Оскільки два транзистори розділять наявний запас, завжди\(V_{CEQ}\) дорівнюватиме половині від загальної кількості живлення. Далі ми упередили ці пристрої на зрізі, а значить

\[v_{CE(cutoff)} = V_{CEQ} = 0.5 \cdot \text{ Total DC Supply} \label{9.1} \]

У випадку з біполярним постачанням, це те саме, що і одна з двох сторін. Оскільки клас B використовує два транзистори, пікова відповідність буде такою ж, як і відсічення.

\[Compliance_{peak} = V_{CEQ} = 0.5 \cdot \text{ Total DC Supply} \label{9.2} \]

Максимальний номінал напруги транзисторів буде виникати при їх вимкненому стані. У цьому випадку, якщо протилежний транзистор повністю проводить, він матиме незначну напругу на своєму колекторі-емітері. Отже, вимкнений транзистор може бачити весь блок живлення.

\[BV_{CEO} = \text{ Total DC Supply} \label{9.3} \]

Струм насичення диктується відповідністю і навантаженням. Єдине, що обмежує змінний струм - це навантаження. Тому

\[i_{C(sat )} = \frac{Compliance_{peak}}{r_L} \label{9.4} \]

Виходячи з цього, можна сказати

\[P_{load (max)} = \frac{{Compliance_{RMS}}^2}{r_L} \label{9.5} \]

Перш ніж ми підемо далі, є важливий пункт, який слід зазначити про схему малюнка\(\PageIndex{8}\) (і варіанти ми обговоримо). Якщо ще раз поглянути на схему, ви побачите, що в лінії колектор-випромінювач немає нічого, щоб обмежити постійний струм. Насправді, якби ми планували навантаження постійного струму поряд із навантаженням змінного струму, ми отримали б щось на зразок малюнка\(\PageIndex{9}\).

Малюнок\(\PageIndex{9}\): Порівняння ліній навантаження змінного та постійного струму для роботи класу B

Лінія навантаження постійного струму йде прямо вгору. Немає значення струму насичення, що не вистачає нескінченності. Це насправді означає, що якщо ми не будемо обережні з ухилом, можна знищити транзистори. Те ж саме вірно, якщо ми випадково закоротити навантаження. Швидке вивчення рівнянь\ ref {9.4} і\ ref {9.5} показує, що умова короткого навантаження призведе до величезних струмів і потужностей і руйнує транзистори в процесі. З аудіопідсилювачем це могло статися, якщо одна з ниток проводу гучномовця розплуталася і торкнулася сусіднього проводу. Очевидно, що не щаслива ситуація, якщо ви не віддаєте перевагу запаху горілого кремнію над звуком музики. Засоби захисту транзисторів від випадкових перевантажень ми розглянемо далі в розділі.

9.2.4: Розсіювання потужності класу B

Розсіювання потужності транзистора для конфігурації класу B трохи складніше, ніж це було для класу А. Розсіювання потужності холостого ходу (точка Q) дуже низька. Він знаходить шляхом множення\(I_{CQ}\) на\(V_{CEQ}\). \(I_{CQ}\)як правило, встановлюється на кілька відсотків,\(i_{C(sat)}\) тому це, очевидно, набагато нижче максимальної потужності навантаження. На відміну від дизайну класу А,\(P_{DQ}\) не представляє найгіршого випадку для класу B.

Щоб визначити найгірший випадок розсіювання потужності транзистора, почнемо з опису сигналів струму і напруги під час фази провідності НПН. Струм колектора буде з'являтися як позитивна половина синусоїди. Максимальний випадок має струм, що починається з нуля і досягає піку на\(i_{C(sat)}\) (або по черзі,\(V_{CEQ}/r_L\)). Для\(v_{CE}\), він починається з,\(V_{CEQ}\) а потім гойдається вниз до нуля як негативний півсинус.

Ніщо не говорить про те, що корпус максимальної потужності навантаження повинен викликати максимальне розсіювання транзистора. Насправді, ми побачили, що це не так для класу А. Отже, ми введемо коефіцієнт\(k\), який представляє відсоток максимального струму. Тепер ми приходимо до наших загальних рівнянь транзисторного струму і напруги для першої половини циклу.

\[i_C = k \frac{V_{CEQ}}{r_L} \sin 2 \pi ft \label{9.6} \]

\[v_{CE} = V_{CEQ} (1−k \sin 2 \pi ft) \label{9.7} \]

Де\(0 \leq k \leq 1\)

Для зручності встановимо значення\(2 \pi f\) 1. Щоб отримати розсіювання потужності, знаходимо твір струму і напруги транзистора.

\[P_D = i_C v_{CE} \nonumber \]

\[P_D = k \frac{V_{CEQ}}{r_L} \sin t \times V_{CEQ} (1−k \sin t) \nonumber \]

\[P_D = \frac{{V_{CEQ}}^2}{r_L} k \sin t− \frac{{V_{CEQ}}^2}{r_L} k^2 \sin^2 t \nonumber \]

\[P_D = \frac{{V_{CEQ}}^2}{r_L} (k \sin t −k^2 \sin^2 t) \nonumber \]

Видалити потворний\(\sin^2\) термін...

\[P_D = \frac{{V_{CEQ}}^2}{r_L} \left( k \sin t + \frac{k^2}{2} \cos 2t − \frac{k^2}{2} \right) \nonumber \]

.. і інтегрувати, щоб отримати:

\[P_D = \frac{{V_{CEQ}}^2}{r_L} \left(−k \cos t − \frac{k^2}{4} \sin 2t − \frac{k^2 t}{2} \right) |_0^\pi \nonumber \]

Зверніть увагу, що\(\frac{V_{CEQ}^2}{r_L} = 2 P_{load (max)}\) Це константа, тому замініть її, щоб спростити, а потім оцінити вираз. Нарешті, розділіть на,\(2 \pi\) щоб знайти середнє значення за один повний цикл.

\[P_D = \frac{2 P_{load (max)} \left( 2k − \frac{k^2 \pi}{2} − \frac{k^2 t}{2} \right)}{2 \pi} \\ P_D = 2 P_{load (max)} \left( \frac{k}{\pi} − \frac{k^2}{4} \right) \label{9.8} \]

Рівняння\ ref {9.8} є загальним випадком. Для гіршого випадку нам потрібно\(k\) значення min/max. Ми візьмемо похідну від Equation\ ref {9.8}, а потім встановимо її в нуль, щоб знайти найгірше значення випадку\(k\).

\[P_D = 2 P_{load (max )} \left( \frac{k}{\pi} − \frac{k^2}{4} \right) \nonumber \]

\[\frac{d P_D}{d k} = 2 P_{load (max)} \left( \frac{1}{\pi} − \frac{k}{2} \right) \nonumber \]

Найгірший випадок відбувається при\(k = 2/ \pi \). Це означає\(2/ \pi \), що тільки, або 63,7%, лінії навантаження використовується при максимальному нагріванні транзистора. 63,7% лінії навантаження відповідає потужності навантаження близько 40%\(P_{load(max)}\) (тобто\(0.637^2\)). Тепер ми підставляємо це значення назад в Equation\ ref {9.8}, щоб знайти найгірший випадок\(P_D\).

\[P_D = 2 P_{load (max)} \left( \frac{2/ \pi}{\pi} − \frac{(2/ \pi )^2}{4} \right) \\ P_D = \frac{2}{\pi^2} P_{load (max )} \approx \frac{ P_{load (max)}}{5} \label{9.9} \]

Кінцевим результатом є те, що коли навантаження отримує близько 40% своєї максимальної потужності, транзистори будуть знаходитися на гарячому рівні і будуть розсіювати приблизно 20% від максимальної потужності навантаження (або близько половини потужності, що подається на навантаження в цей момент). Таким чином, якщо підсилювач класу B розрахований на отримання максимальної потужності навантаження 100 Вт, транзистори отримають свої гарячі, коли навантаження отримує 40 Вт, і кожен транзистор буде розсіювати 20 Вт. Транзистори будуть розсіювати меншу потужність, коли навантаження буде максимальною. Це легко перевірити, підставивши\(k = 1\) в Equation\ ref {9.8}. Результатом є розсіювання потужності 13,7% від максимальної потужності навантаження, або 13,7 Вт для попереднього прикладу.

Щоб допомогти глибше зрозуміти, що саме тут відбувається, транзисторні сигнали побудовані на малюнках\(\PageIndex{10}\) і\(\PageIndex{11}\). Максимальна потужність навантаження корпусу представлена на рис\(\PageIndex{10}\). Тут ми бачимо повний\(i_C\) і\(v_{CE}\) гойдалки. Зверніть увагу,\(i_C\) що коли максимальний,\(v_{CE}\) дорівнює 0, отже, потужність дорівнює 0. На відміну від цього, малюнок\(\PageIndex{11}\) показує найгірший випадок. Пік струму колектора становить трохи менше 64% від максимуму, але\(v_{CE}\) падає лише до 36%, а не 0% від його максимуму. Це призводить до кривої розсіювання потужності зі значно більшою площею під нею, що вказує на більш високу середню потужність.

Малюнок\(\PageIndex{10}\): Розсіювання потужності транзистора класу B при\(P_{Load(max)}\).

Малюнок\(\PageIndex{11}\): Розсіювання потужності транзистора класу B, найгірший випадок.

Нарешті, варто пам'ятати, що питання реактивного навантаження, обговорювані для підсилювачів класу А, все ще стосуються підсилювачів класу B. Навантаження зі складним імпедансом можуть бути важче керувати, ніж розглянуті тут ідеальні чисто резистивні навантаження. Тому нам, можливо, доведеться переоцінити транзистори вище\(P_{load(max)} /5\). Як бічна примітка, лінія навантаження змінного струму для підсилювача класу B з реактивним навантаженням буде виглядати як еліпс, який був розрізаний навпіл (поверніться до рис. 8.4.5 і уявіть собі горизонтальну лінію розрізу, що проходить через точку Q).

9.2.5: Ефективність класу B

Ефективність визначається як корисна вихідна або потужність навантаження порівняно з живленням постійного струму.

\[\eta = \frac{P_{out}}{P_{i n}} = \frac{P_{load (max )}}{P_{DC}} \nonumber \]

Це динамічний для підсилювачів класу В. \(P_{load(max)}\)На джерело живлення постійного струму подається повна напруга\(2 V_{CEQ}\) і відповідне пікове значення струму\(i_{C(sat)}\).

\[i_{C(sat )} = \frac{V_{CEQ}}{r_L} \nonumber \]

Середнє значення цього протягом півперіоду становить

\[i_{C(avg )} = \frac{1}{\pi} \times \frac{V_{CEQ}}{r_L} \nonumber \]

Тому подається потужність повинна бути

\[P_{DC} = 2V_{CEQ} i_{C(sat)} \nonumber \]

\[P_{DC} = 2V_{CEQ} \times \frac{1}{\pi} \frac{V_{CEQ}}{r_L} \nonumber \]

\[P_{DC} = \frac{2}{\pi} \times \frac{{V_{CEQ}}^2}{r_L} \nonumber \]

Як зазначалося раніше V CEQ 2 r L = 2 навантаження (макс.) Тому

\[P_{DC} = \frac{4}{\pi} \times P_{load (max)} \nonumber \]

Нарешті, замініть цей вираз назад у вихідне визначення для ефективності.

\[\eta_{max} = \frac{P_{load (max)}{{P_{DC}} \nonumber \]

\[\eta_{max} = \frac{P_{load (max)}}{\frac{4}{\pi} P_{load (max)}} \nonumber \]

\[\eta_{max} = \frac{\pi}{4} \nonumber \]

\[\eta_{max} \approx 78.5\% \nonumber \]

Ми виявили, що максимальна теоретична ефективність підсилювача класу B перевищує втричі більше, ніж у підсилювача класу А.

Час для прикладу.

Приклад\(\PageIndex{1}\)

Підсилювач, показаний на малюнку\(\PageIndex{12}\), веде номінальний\( \Omega \) гучномовець 8. Визначте відповідність, максимальну потужність навантаження і найгірший випадок розсіювання транзистора. Також оцініть\(Z_{in}\) припускаючи\(\beta = 50\) і визначте номінали транзисторів для максимального струму і\(BV_{CEO}\).

Малюнок\(\PageIndex{12}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{1}\).

За інспекцією\(V_{CEQ} = 15\) В.І. Це пік відповідності.

\[compliance = 15 V peak = 10.6 V RMS \nonumber \]

Враховуючи відповідність, ми можемо використовувати закон потужності, щоб знайти потужність навантаження

\[P_{load (max)} = \frac{{Compliance_{RMS}}^2}{R_L} \nonumber \]

\[P_{load (max)} = \frac{(0.707 \times 15V)^2}{8 \Omega } \nonumber \]

\[P_{load (max)} = 14W \nonumber \]

Це не величезне, але цього може бути достатньо, щоб дратувати сусідів.

Найгірший випадок розсіювання потужності транзисторів

\[P_D = \frac{P_{load (max)}}{5} \nonumber \]

\[P_D = \frac{14W}{5} \nonumber \]

\[P_D = 2.8 W \nonumber \]

Напруга пробою - це вся подача так\(BV_{CEO} > 30\) V. максимальний струм через транзистори такий же, як максимальний струм навантаження або\(i_{C(sat)}\).

\[i_{C(sat )} = \frac{V_{CEQ}}{r_L} \nonumber \]

\[i_{C(sat )} = \frac{15 V}{8 \Omega} \nonumber \]

\[i_{C(sat )} = 1.88 A \nonumber \]

Вхідний опір знаходиться в звичайному порядку, але з незначним поворотом. \(Z_{in(base)}\)приблизно дорівнює\(\beta r_L\), або близько 400\( \Omega \). Тільки один транзистор включений в будь-який момент часу, хоча, так що це паралельно з двома 200\( \Omega \) зміщення резисторів, але не інший\(Z_{in(base)}\) («off» транзистор має дуже високий вхідний опір, тому що він не проводить). Це залишає\(Z_{in(base)}\) приблизно 80\( \Omega \), або десять разів імпеданс навантаження.

Комп'ютерне моделювання

Щоб перевірити основну роботу підсилювача класу В, схема малюнка\(\PageIndex{13}\) вводиться в тренажер. Підсилювач повинен затиснути трохи нижче\(\pm\) 10 вольт силових рейок, тому для перевірки цього використовується джерело піку 10 вольт. Також,\(A_v\) повинно бути близько 1.

Малюнок\(\PageIndex{13}\): Підсилювач класу B в тренажері.

Результати перехідного аналізу наведені на рис\(\PageIndex{14}\). По-перше, очевидно, що посилення напруги приблизно єдність, оскільки вхідна та вихідна хвилі майже збігаються (за винятком обрізаної частини). Відсікання відбувається приблизно на 8,5 вольт. Багато в чому це пов'язано з обмеженням від зміщення діодів. Як тільки вхід наближається за значенням до джерела живлення, діоди стають зворотним зміщенням і сигнал не доходить до бази. Таким чином, виводять затискачі передчасно.

Малюнок\(\PageIndex{14}\): Аналіз перехідних процесів підсилювача класу B.

Щоб перевірити попередній коментар щодо діодів зміщення, схема модифікована таким чином, що діоди замикаються і перехідний аналіз знову запускається. Результати наведені на рис\(\PageIndex{15}\).

Дві речі повинні бути очевидними в новому моделюванні. По-перше, вихідна форма хвилі страждає від очевидних спотворень виїмки. Тому ми можемо бути задоволені тим, що зміщувальні діоди зробили свою справу по зменшенню цього ефекту. Другий пункт передбачає відповідність. Новий висновок не обрізається. Звичайно, відсутність діодів зміщення зменшило сигнал приблизно на 0,7 вольт, але ретельне вивчення вихідної форми сигналу показує, що він досяг піку понад 9 вольт без відсікання. Насправді, якщо ми збільшимо вхід до піку 12 вольт, як на малюнку\(\PageIndex{16}\), ми можемо побачити, що відсікання відбувається саме під силовими рейками. Таким чином, передчасне відсікання відбувається за рахунок діодів і їх взаємодії з джерелами живлення і оточуючими резисторами. Коротше кажучи, ми втрачаємо трохи відповідності через діоди, але це набагато краще, ніж отримання виїмки спотворення.

Малюнок\(\PageIndex{15}\): Аналіз перехідних процесів підсилювача класу B, без зміщення діодів.

Малюнок\(\PageIndex{16}\): Аналіз перехідних процесів підсилювача класу B, без зміщення діодів та показу відсікання.

9.2.6: Драйвер з прямим з'єднанням

Схеми, які ми розглянули, пропонують як посилення струму, так і посилення потужності, але не посилення напруги. Для того, щоб збільшити напругу сигналу, швидше за все, знадобляться деякі попередні етапи посилення напруги. Ці ступені можуть бути підключені до попередніх послідовних ланцюгів класу В з конденсаторами зв'язку, але це не найефективніший метод. Більш поширеним прийомом є використання драйвера з прямим з'єднанням.

Малюнок\(\PageIndex{17}\): Підсилювач класу B з прямим зв'язаним драйвером.

Послідовник класу B з прямим зв'язаним ступенем водія показаний на малюнку\(\PageIndex{17}\). Те, що ми зробили тут, поєднується звичайний підсилювач загального випромінювача класу А (в даному випадку, використовуючи зміщення дільника напруги) з послідовником класу B. Послідовник розташований там, де колекторний резистор загального емітера етап буде нормально. Це усуває три компоненти: колекторний резистор, міжступінчастий конденсатор зв'язку та нижній базовий зміщувальний резистор вихідного каскаду класу B. Видалення резисторів підвищує ефективний опір навантаження для першого ступеня, тим самим створюючи більш високий коефіцієнт посилення напруги від ступеня драйвера.

Зміщення драйвера прямого зв'язку не складно, якщо ми пам'ятаємо одне: напруга постійного струму через\(R_3\) повинна дорівнювати приблизно\(V_{CC} − 0.7\) V. Якщо це не так, ступінь класу B не буде симетричною, або іншими словами, і кінцевий вихід не буде симетричним\(V_{CEQ2} \neq V_{CEQ3}\), а кінцевий вихід не буде сидіти на рівні 0 В постійного струму, як він потрібно. Знаючи значення\(R_3\) і його напруга, ми можемо визначити його струм. Цей струм стікає в\(Q_1\) як\(I_{CQ1}\). Знаючи\(I_{CQ1}\), ми можемо визначити напругу поперек\(R_4\) і в кінцевому підсумку визначити відповідний коефіцієнт дільника для\(R_1\) і\(R_2\) для досягнення цієї величини.

Приклад\(\PageIndex{2}\)

Використовуючи двоступеневий підсилювач малюнка\(\PageIndex{17}\), спочатку визначте значення для\(R_1\) і\(R_2\) для отримання належного зміщення системи. Визначте відповідність виходу, максимальну потужність навантаження та найгірший випадок розсіювання транзистора. Також прикиньте\(A_v\). Припустимо\(\beta = 50\) для пристроїв виведення і 100 для першого ступеня. \(V_{CC} = 20\)В,\(V_{EE} = −20\) В,\(R_L = 16\)\( \Omega \),\(R_3 = 560\)\( \Omega \),\(R_4 = 75\)\( \Omega \).

Для вихідного розділу (якщо припустити, що він буде упередженим належним чином), шляхом перевірки,\(V_{CEQ} = 20\) V. це пікова відповідність.

\[compliance = 20 V peak = 14.1 V RMS \nonumber \]

Враховуючи відповідність, ми можемо використовувати закон потужності, щоб знайти потужність навантаження

\[P_{load (max)} = \frac{{Compliance_{RMS}}^2}{R_L} \nonumber \]

\[P_{load (max)} = \frac{(14.1 V)^2}{16 \Omega} \nonumber \]

\[P_{load (max)} = 12.5 W \nonumber \]

Найгірший випадок розсіювання потужності транзисторів

\[P_D = \frac{P_{load (max)}{5} \nonumber \]

\[P_D = \frac{12.5W}{5} \nonumber \]

\[P_D = 2.5 W \nonumber \]

Щоб визначити зміщення резисторів, починаємо з\(R_3\). Для досягнення симетрії зміщення всі\(V_{CC}\) падає поперек, за\(R_3\) винятком 0,7 вольт для\(D_1\). Це те ж саме, що і\(I_{CQ1}\).

\[I_{CQ_1} = \frac{V_{CC} −0.7V}{R_3} \nonumber \]

\[I_{CQ_1} = \frac{19.3V}{560 \Omega} \nonumber \]

\[I_{CQ_1} = 34.5 mA \nonumber \]

Крапля через R4 виявляється через закон Ома

\[V_{R_4} = I_{CQ_1} R_4 \nonumber \]

\[V_{R_4} = 34.5 mA \times 75 \Omega \nonumber \]

\[V_{R_4} = 2.6 V \nonumber \]

Це означає, що напруга через\(R_2\) повинна бути на 0,7 вольта більше, або 3,3 вольта. Якщо ігнорувати базовий струм\(Q_1\), то відношення\(R_1\) до\(R_2\) має бути таким же, як і відношення їх напруг, 36,7 до 3,3, або 11,1 до 1. Іншими словами,\(R_1\) повинен бути в 11,1 рази більше, ніж\(R_2\). Для хорошої стабільності упередження ми не хочемо встановлювати\(R_2\) занадто багато більше, ніж\(R_4\). Якщо ми встановимо його на 200\( \Omega \), наприклад, тоді потрібно\(R_1\) було б близько 2,2 k\( \Omega \). Через допуски компонентів один з цих резисторів повинен бути потенціометром (підключеним як реостат), щоб «налаштувати» кінцевий вихід до 0 В постійного струму. Комбо резистор/горщик може бути ще кращим, оскільки він не буде таким «образливим». Наприклад, 2.2 k\( \Omega \) можна замінити послідовною комбінацією 1.8 k\( \Omega \) і 1 k\( \Omega \) горщика. Це було б набагато простіше відрегулювати, ніж якби резистор був замінений на стандартний 5 к\( \Omega \) горщик.

Тепер про посилення напруги системи. Коефіцієнт посилення послідовника приблизно один, тому нам потрібно лише турбувати себе першим ступенем загального підсилювача випромінювача. Цей підсилювач заболочений\(R_4\) і з огляду на, що струм колектора більше 34 мА,\(r'_e\) буде менше Ома і його можна проігнорувати. Все, що нам потрібно зробити, це знайти ефективне навантаження на колекторі\(Q_1\). Це\(R_3\) паралельно з одним\(Z_{in(base)}\) (пам'ятайте, що тільки один транзистор включений в будь-який момент часу і вимкнений транзистор буде виглядати як високий імпеданс).

\[Z_{i n(base)} = \beta r_E \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 100 \times 75 \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 7500 \Omega \nonumber \]

\[A_v =− \frac{r_L}{r_E} \nonumber \]

\[A_v =− \frac{7500 \Omega || 560 \Omega}{ 75 \Omega} \nonumber \]

\[A_v =−6.95 \nonumber \]

Перш ніж покинути цей розділ, є кілька пунктів, які слід зазначити. По-перше, розрахунки потужності навантаження припускали, що весь блок живлення може використовуватися вихідними пристроями. Як ми бачили з версією з діодним зміщенням, це не завжди так. Є й інша ситуація, яка може обмежити розгойдування на виході. Ступінь класу B є послідовником і, таким чином, має коефіцієнт посилення напруги один. Це етап водія не може виробляти повний розмах, то вихідний етап також не може. Отже, аналіз класу А (тобто лінія навантаження змінного струму) повинен бути виконаний на драйвері, щоб визначити, наскільки великим може бути сигнал перед відсіканням. Дійсно, цілком імовірно, що етап драйвера буде затискати перед вихідним каскадом.

Крім того, драйвер прямого з'єднання не повинен бути NPN, як показано на малюнку\(\PageIndex{17}\). Натомість можна використовувати ПНП, його просто потрібно зрушити на верхню секцію, а не на нижню секцію, як показано на малюнку\(\PageIndex{18}\).

Малюнок\(\PageIndex{18}\): Підсилювач класу B з прямим зв'язаним драйвером, версія PNP.

Посилання

¹ Подумайте про двигун автомобіля: Скільки сенсу було б мати двигун з максимальною швидкістю 6000 об/хв при 3000 об/хв, коли ви сидите нерухомо на червоному світлі?

² Звичайно, динамічний опір є функцією струму, що протікає через діод, тому він буде коливатися в міру зміни сигналу. Це найкраще розглядати як механізм, що генерує спотворення, оскільки він трохи змінить сигнал, який досягає основи. Це спотворення, швидше за все, на порядки менше, ніж виїмка спотворення, яке пом'якшує діод, тому це хороша торгівля.