8.3: Клас A операції та лінії навантаження

Сигнальний струм в підсилювачі класу А протікає безперервно протягом усього циклу форми хвилі. Зрештою, ми хотіли б знати, наскільки великим може бути цей сигнал, перш ніж він буде обмежений і грубо спотворений. Для цього нам потрібно вивчити еквівалент змінного струму підсилювача. Загальний еквівалент змінного струму показаний на малюнку\(\PageIndex{1}\). Це включає як колектор змінного струму, так і опір випромінювачів, тому його можна використовувати як для заболочених, так і для незаболочених загальних підсилювачів випромінювачів або для послідовників випромінювачів. Якщо один з опорів не використовується (наприклад,\(r_C\) в послідовнику), ми можемо просто підставити для нього значення нуля.

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Схема еквівалента змінного струму.

Показані полярності напруги та напрямок струму для позитивної вхідної напруги. Щоб визначити максимальне коливання напруги навантаження (відповідність), нам потрібно буде побудувати лінію навантаження змінного струму, як показано на малюнку\(\PageIndex{2}\).

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Лінії навантаження змінного та постійного струму.

Лінія навантаження змінного струму схожа на лінію навантаження постійного струму, яка використовувалася для аналізу схем зміщення. Як і в постійному варіанті, тут буде напруга відключення\(v_{CE(cutoff)}\), і струм насичення,\(i_{C(sat)}\). Лінії навантаження змінного та постійного струму зазвичай не однакові, однак вони повинні розділяти одну спільну точку, і це точка Q. Зазвичай нахил лінії навантаження змінного струму крутіший, ніж у лінії навантаження постійного струму. Це пов'язано з тим, що опір змінного струму, як правило, менше опору постійного струму через навантаження та обхід конденсатора. Отже,\(v_{CE(cutoff)}\) має тенденцію бути меншим, ніж\(V_{CE(cutoff)}\) і,\(i_{C(sat)}\) як правило, більше, ніж\(I_{C(sat)}\).

Щоб визначити вирази для кінцевих точок лінії навантаження змінного струму, давайте розглянемо ланцюг еквівалента змінного струму. Оскільки обидві лінії навантаження поділяють точку Q, ми можемо розглянути схему малюнка\(\PageIndex{1}\) як має струм без сигналу\(I_{CQ}\) і напруга транзистора без сигналу\(V_{CEQ}\). У міру зростання вхідного сигналу\(i_C\) збільшується. Ефект від цього полягає в збільшенні перепадів напруги через\(r_E\) і\(r_C\) за рахунок закону Ома. Це, в свою чергу, змушує\(v_{CE}\) знижуватися за рахунок КВЛ. Струм колектора може збільшуватися тільки до точки, де\(v_{CE}\) падає до 0 В. Це максимальне збільшення\(V_{CEQ}/(r_C+r_E)\). Тому

\[i_{C(sat )} = I_{CQ} + \frac{V_{CEQ}}{r_E+r_C} \label{8.1} \]

За напругою відсічення транзистор починається з\(V_{CEQ}\) і\(I_{CQ}\). Найбільше\(v_{CE}\) збільшення, яке може статися, якщо струм падає до нуля. Потім весь потенціал, спочатку розроблений поперек\(r_E\) і\(r_C\) по\(I_{CQ}\) повинен бути поглинений транзистором. Тому

\[v_{CE (cutoff )} = V_{CEQ} +I_{CQ} (r_E+r_C ) \label{8.2} \]

Це можна налаштувати трьома можливими способами: точка Q ближче до насичення, точка Q ближче до зрізу або точка Q з центром на лінії навантаження змінного струму. Розглянемо спочатку точку Q ближче до насичення. Це показано на малюнку\(\PageIndex{3}\).

Тут ми побудували вхідну напругу червоним кольором і намалювали відповідний струм колектора і напруга колектор-випромінювач синім кольором. Очевидно, що зі збільшенням вхідного сигналу, врешті-решт, вихідний сигнал обмежується нулем for\(v_{CE}\) і at\(i_{C(sat)}\) for\(i_C\). Дві сині форми хвилі сильно обрізані та спотворені. Найбільшим невідрізаним піковим коливанням напруги є\(V_{CEQ}\) і найбільший піковий поточний коливання є\(i_{C(sat)} − I_{CQ}\), або, що більш зручно,\(V_{CEQ}/(r_E+r_C)\).

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Лінія навантаження змінного струму, точка Q ближче до насичення.

Якщо ми змістимо точку Q в бік зрізу, ми вирішимо проблему відсікання насичення, але тепер у нас є нова проблема, як показано на малюнку\(\PageIndex{4}\). Не дивно, що тепер у нас є відсікання відсікання.

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Лінія навантаження змінного струму, точка Q ближче до зрізу.

У цій версії найбільшим невідрізаним піковим коливанням напруги є\(v_{CE(cutoff)} − V_{CEQ}\) (або поперемінно,\(I_{CQ}(r_E+r_C))\) і найбільший піковий розмах струму є\(I_{CQ}\). Важливим тут є те, що форма хвилі була обрізана. Це насправді не має значення, яка сторона була обрізана, так чи інакше це грубе спотворення. Зрештою, кожен підсилювач матиме межу, але ми зможемо виробляти найбільший невідрізаний коливання напруги, якщо точка Q зосереджена на лінії навантаження змінного струму. Це показано на малюнку\(\PageIndex{5}\).

Малюнок\(\PageIndex{5}\): Лінія навантаження змінного струму, центрована точка Q.

З центрированою точкою Q найбільшим невідрізаним піковим коливанням напруги є\(V_{CEQ}\) і найбільший невідрізаний піковий поточний коливання\(I_{CQ}\). Вивчаючи рівняння\ ref {8.1} та\ ref {8.2}, очевидно, що для досягнення центрованої точки Q на лінії навантаження змінного струму має бути вірно наступне:

\[\frac{V_{CEQ}}{I_{CQ}} = r_E+r_C \label{8.3} \]

Звичайно, поки корисно визначити максимальну напругу на транзисторі, важливіше визначити максимальну напругу на навантаженні. Озираючись назад на схему малюнка\(\PageIndex{1}\), в більшості разів максимальна напруга навантаження (тобто відповідність) дорівнюватиме максимальній напрузі транзистора. Це буде у випадку з послідовниками напруги та незаболоченими підсилювачами. Єдиний раз, коли буде помітне зменшення - це з дуже сильно заболоченими підсилювачами. В цьому випадку відповідність буде знижуватися за рахунок дільника напруги між навантажувальним і заболочуючим резисторами. Наприклад, заболочений підсилювач з коефіцієнтом посилення напруги 4 втратив би близько 20% максимального розгойдування. Заболочування має бути дуже важким, що призводить до дуже низьких прибутків, перш ніж помітний сигнал втрачається.

Таким чином, ми приходимо до наступного загального правила:

\[\text{Peak compliance is the smaller of } V_{CEQ} \text{ or } I_{CQ}(r_E+r_C) \label{8.4} \]

Знаючи відповідність, максимальну потужність навантаження можна визначити за силовим законом. Потужність визначається за допомогою середньоквадратичних значень, тому пікову відповідність потрібно буде розділити на\(\sqrt{2}\) (або помножити на 0,707) перед продовженням.

\[P_{load (max)} = \frac{{Compliance_{RMS}}^2}{R_L} \label{8.5} \]

Є щось важливе, щоб відзначити про це рівняння. Він використовує значення опору навантаження, а не загальне ефективне значення змінного струму (тобто не\(r_L\)\(R_L\) паралельно з резистором зміщення). \(r_L\)Якби був використаний, ми б обчислювати потужність в навантаженні плюс потужність в зміщення резистора.

Ми також хотіли б визначити максимальну потужність, що розсіюється транзистором. Оскільки струм і напруга транзистора коливаються з вхідним сигналом, нам потрібно визначити величину напруги навантаження, яка виробляє максимальну потужність в транзисторі. Інтуїтивно ми можемо здогадатися, що це відбувається при максимальній потужності навантаження, але виявляється, що ця здогадка невірна. В умовах відсутності сигналу транзистор працює статично в точці Q. Тому спокійне розсіювання потужності

\[P_{DQ} = V_{CEQ} I_{CQ} \label{8.6} \]

На відміну від цього, при повному навантаженні для центрованої точки Q ми маємо

\[v_{CE} = V_{CEQ} (1− \sin 2 \pi ft) \nonumber \]

\[i_C = I_{CQ} (1+ \sin 2 \pi ft) \nonumber \]

\[P_D = v_{CE} i_C \\ P_D = V_{CEQ} (1− \sin 2 \pi ft) \times I_{CQ} (1+ \sin 2 \pi ft) \\ P_D = V_{CEQ} I_{CQ} (1− \sin^2 2 \pi ft) \\ P_D = V_{CEQ} I_{CQ} (.5+.5 \cos 4 \pi ft) \\ P_D = \frac{P_{DQ}}{2} + \frac{P_{DQ}}{2} \cos 4 \pi ft \label{8.7} \]

Перший член Equation\ ref {8.7} є фіксованим зміщенням, тоді як другий член є синусоїдою з подвійною частотою сигналу. Оскільки пікова амплітуда цієї синусоїди така ж, як і фіксоване зміщення, середня з часом - це просто значення зсуву. Ці форми хвиль проілюстровані на малюнку\(\PageIndex{6}\).

Малюнок\(\PageIndex{6}\): Розсіювання потужності транзистора при повній потужності навантаження.

Результатом є те, що транзистор розсіює лише половину потужності при повному навантаженні, яку він розсіює в умовах холостого ходу. Це має сенс, якщо ви зупинитеся на тому, щоб врахувати, що підсилювач класу А завжди черпає однакову потужність від джерел постійного струму, незалежно від розміру сигналу навантаження. Без відсікання середній струм буде\(I_{CQ}\). Цей струм разів напруга живлення дає подається потужність. Що відбувається, це те, що зі збільшенням амплітуди сигналу все більше і більше потужності, що розсіюється транзистором, зміщується на навантаження. При максимальному коливанні навантаження і транзистор, і навантаження будуть розсіюватися\(P_{DQ}/2\). Як би дивно це не здавалося, якщо ви хочете зберегти вихідний транзистор підсилювача класу А прохолодним, не зменшуйте гучність, поверніть його вгору.

Вищесказане означає, що конструкції класу А не є енергоефективними. Це дійсно ситуація. Як ми тільки що бачили, найкраща максимальна потужність навантаження становитиме половину\(P_{DQ}\), припускаючи, що центрирована точка Q (нецентрована буде гірше). Для досягнення цього гойдалки, джерело живлення повинен бути принаймні в два рази більше, ніж\(V_{CEQ}\) тому, що він повинен покрити пік-пік гойдалки, в той час як\(V_{CEQ}\) являє собою пік гойдалки для центрованої точки Q. ¹ У будь-якому випадку ефективність найкращого випадку виявляється похмурою, наступним чином.

\[\eta = \frac{P_{out}}{P_{i n}} = \frac{P_{load}}{P_{DC}} \nonumber \]

\[\eta = \frac{P_{DQ} /2}{2V_{CEQ} I_{CQ}} \nonumber \]

\[\eta = \frac{P_{DQ} / 2}{2 P_{DQ}} \nonumber \]

\[\eta = 25 \% \nonumber \]

Це являє собою максимальну або найкращу ефективність корпусу для\(RC\) поєднаного підсилювача класу А. Це може бути значно менше, залежно від того, наскільки він упереджений. Це, справді, ахіллесова п'ята топології класу А: вона марнотратна. Він отримує повну потужність від джерела, незалежно від наявності сигналу і, в кращому випадку, переведе лише одну чверть цієї потужності в корисну потужність навантаження. У той же час, потужність розсіювання транзистора повинна бути принаймні вдвічі більшою від поставленої потужності навантаження, і, можливо, потрібно буде набагато більше. Навіщо використовувати його тоді? На свою користь, це відносно проста конструкція, тому, якщо великі вихідні потужності не потрібні, це може виявитися корисним. Це найбільш виразно стосується ранніх етапів багатоступеневого підсилювача, де кількість потужності навантаження дуже мала (в основному потужність, що подається на наступний етап). У цьому випадку підвищена складність більш енергоефективних конструкцій не є гарантованою або економічно ефективною.

Приклад\(\PageIndex{1}\)

Для підсилювача, показаного на малюнку\(\PageIndex{7}\), визначте відповідність, максимальну потужність навантаження, найгірший випадок розсіювання транзистора та ефективність.

Малюнок\(\PageIndex{7}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{1}\).

\[I_{CQ} = \frac{∣V_{EE}∣−V_{BE}}{R_E} \nonumber \]

\[I_{CQ} = \frac{15 V−0.7 V}{120 \Omega} \nonumber \]

\[I_{CQ} = 119mA \nonumber \]

При огляді,\(V_{CEQ}\) = 5,7 В. Напруга відключення змінного струму дорівнює

\[v_{CE (cutoff )} = V_{CEQ} +I_{CQ} (r_C+r_E ) \nonumber \]

\[v_{CE (cutoff )} = 5.7 V+119mA(0+120 \Omega || 32 \Omega ) \nonumber \]

\[v_{CE (cutoff )} = 5.7 V+119mA(25.3 \Omega ) \nonumber \]

\[v_{CE (cutoff )} = 5.7 V+3V \nonumber \]

\[v_{CE (cutoff )} = 8.7 V \nonumber \]

Чим менше\(V_{CEQ}\) і\(I_{CQ}(r_C+r_E)\) є піком відповідності, тому

\[compliance = 3 V peak \nonumber \]

Враховуючи відповідність, ми можемо використовувати закон потужності, щоб знайти потужність навантаження

\[P_{load (max)} = \frac{{Compliance_{RMS}}^2}{R_L} \nonumber \]

\[P_{load (max)} = \frac{(.707 \times 3 V)^2}{32 \Omega} \nonumber \]

\[P_{load (max)} = 141mW \nonumber \]

Це не так багато енергії для чогось на зразок гучномовця, але це неабияка кількість, щоб керувати чимось на зразок пари навушників.

Найгірший випадок розсіювання потужності транзистора

\[P_{D (max)} = P_{DQ} = I_{CQ} V_{CEQ} \nonumber \]

\[P_{D (max)} = 119mA \times 5.7V \nonumber \]

\[P_{D (max)} = 678mW \nonumber \]

Потужність ланцюга, що подається, - це середній струм, розрахований на загальний диференціальний напруга.

\[P_{DC} = I_{CQ} (V_{CC} −V_{EE}) \nonumber \]

\[P_{DC} = 119mA \times 20 V \nonumber \]

\[P_{DC} = 2.38W \nonumber \]

ККД - це відношення максимальної потужності навантаження до потужності постійного струму

\[\eta = \frac{P_{load (max )}}{P_{DC}} \nonumber \]

\[\eta = \frac{141mW}{2.38 W} \nonumber \]

\[\eta = 5.9 \% \nonumber \]

Це набагато гірше, ніж теоретичний кращий випадок. Це пов'язано, принаймні частково, з тим, що точка Q не зосереджена на лінії навантаження змінного струму.

Для завершення аналізу зверніть увагу, що показник пробою транзистора (\(BV_{CEO}\)) повинен бути не менше, ніж\(v_{CE(cutoff)}\) (8,7 вольт), а максимальний номінал струму повинен бути не менше, ніж\(i_{C(sat)}\) (119 мА+5,7 В/25,3\( \Omega \) = 344 мА).

Комп'ютерне моделювання

Далі розглядається комп'ютерне моделювання послідовника випромінювача класу А за допомогою пари Дарлінгтона. Першочерговим інтересом тут є перевірка відповідності вихідних даних, тому буде використовуватися перехідний аналіз. Схема тренажера показана на рис\(\PageIndex{8}\).

Малюнок\(\PageIndex{8}\): Послідовник класу А в тренажері.

Ми можемо зробити кілька швидких обчислень, щоб визначити відповідність. Спочатку знаходимо колектор Q точковий струм.

\[I_{CQ} = \frac{∣V_{EE}∣−V_{BE}}{R_E} \nonumber \]

\[I_{CQ} = \frac{10 V−1.4 V}{330 \Omega} \nonumber \]

\[I_{CQ} = 26mA \nonumber \]

При огляді випромінювач являє собою два потенціалу переходу база-емітер під землею, або −1,4 В. Як колектори прив'язані до\(V_{CC}\), це означає, що\(V_{CEQ}\) = 6.4 В. Інша половина гойдалки, від\(V_{CEQ}\) до\(v_{CE(cutoff)}\)

\[v_{CE (cutoff )}−V_{CEQ} = I_{CQ}(r_C+r_E ) \nonumber \]

\[v_{CE (cutoff )}−V_{CEQ} = 26mA(0+330 \Omega || 50 \Omega ) \nonumber \]

\[v_{CE (cutoff )}−V_{CEQ} = 26mA( 43.4 \Omega ) \nonumber \]

\[v_{CE (cutoff )}−V_{CEQ} = 1.13V \nonumber \]

Точка Q не центрується і знаходиться ближче до зрізу. Це означає, що підсилювач буде виробляти відсікання навколо 1,1 вольт і насичення відсікання навколо 6 вольт. Іншими словами, є більше місця для того, щоб струм розгойдувався до насичення, ніж розгойдуватися до нуля. Оскільки це струм, що протікає через навантаження, і у нас є неінвертний послідовник, ми очікуємо побачити напругу навантаження відлуння цього. Тобто негативна частина напруги навантаження повинна затиснути перед позитивною частиною.

Результати перехідного аналізу наведені на рис\(\PageIndex{9}\). Застосовується піковий вхідний сигнал на два вольта (синій слід). Негативна частина напруги навантаження затискається приблизно на 1,1 вольт, як очікувалося (червоний слід). Вхідний сигнал недостатньо великий, щоб викликати відсікання насичення. Це було зроблено спеціально для перевірки посилення напруги послідовника. Вона повинна бути дуже близька до єдності. Насправді слід показує, що коефіцієнт посилення становить близько 0,95 або близько того.

Малюнок\(\PageIndex{9}\): Аналіз перехідних процесів послідовника класу А.

Якби це був підсилювач напруги замість послідовника, ці форми хвиль виглядали б вертикально. Щоб переконатися в цьому, схема модифікується для отримання підсилювача напруги з коефіцієнтом посилення приблизно один. Це досягається переміщенням навантаження на колектор і додаванням резистора\( \Omega \) зміщення 330. Це призведе до того ж імпедансу навантаження змінного струму. Для підтримки подібного\(V_{CEQ}\),\(V_{CC}\) піднімається на 10 вольт. Нарешті, оригінальний резистор зміщення\( \Omega \) випромінювача 330 розділений на дві частини: 287\( \Omega \) і 43\( \Omega \). Це дасть те ж саме\(I_{CQ}\) і досягне посилення напруги одиниці. Як результат, ми очікуємо побачити відсікання приблизно на 1,1 вольт на позитивній частині. Модифікована схема показана на малюнку,\(\PageIndex{10}\) а результуюче моделювання перехідних процесів на рис\(\PageIndex{11}\).

Малюнок\(\PageIndex{10}\): Підсилювач класу А в тренажері.

Малюнок\(\PageIndex{11}\): Аналіз перехідних процесів підсилювача класу А.

Один останній цікавий пункт щодо моделювання: Якщо рівень вхідного сигналу збільшується в спробі побачити відсікання на іншій половині форми хвилі, відбувається щось дивне. Спочатку він буде виглядати так, ніби він ніколи не кліпи. Однак ретельне обстеження виявляє щось інше. З огляду на значення в цих ланцюгах, вони виявлять певну величину затискного дії (затиск був представлений в главі 3). Це призведе до зміщення форми хвилі. Якщо ви оглянете значення від піку до піку, воно буде близьке до значення\(v_{CE(cutoff)}\). Це буде трохи менше через те, що, особливо для пари Дарлінгтона,\(V_{CE(sat)}\) не 0 В.

Посилання

¹ Це в тому випадку, якщо лінії навантаження змінного і постійного струму ідентичні. Це нетипово. Отже, блок живлення буде, як правило, більше, ніж удвічі\(V_{CEQ}\), що робить ситуацію ще гіршою.