7.4: Загальний колекторний підсилювач

Загальний колекторний підсилювач часто називають послідовником випромінювача, або більш загальним, як послідовник напруги. Ключовими характеристиками послідовника напруги є високий вхідний опір, низький вихідний опір і неінверторний коефіцієнт посилення напруги приблизно один. Назва походить від того, що вихідна напруга слідує за вхідним, тобто воно знаходиться на одному рівні напруги і знаходиться по фазі зі входом. Хоча ця конфігурація не виробляє посилення напруги, вона виробляє посилення струму, а отже, посилення потужності. Основна мета полягає в тому, щоб зменшити ефекти навантаження імпедансу, наприклад, щоб відповідати джерелу високого імпедансу з низьким навантаженням імпедансу. Отже, вони використовуються як вхідні буферні каскади високого Z або як драйвери для навантажень з низьким імпедансом, таких як гучномовці.

Загальний колекторний підсилювач з використанням двоживильного зміщення випромінювача показаний на малюнку\(\PageIndex{1}\). Вхід з'єднаний з базою, як загальний підсилювач випромінювача, однак, вихідний сигнал приймається на випромінювачі, а не на колекторі. Оскільки колектор у змінного струму загальний, немає необхідності в колекторному резисторі.

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Загальний колекторний підсилювач

Мабуть, найкращий спосіб думати про послідовника - це не те, що він дає посилення напруги одного, а те, що він запобіжить втраті сигналу. Аналіз слід, використовуючи рис\(\PageIndex{2}\).

Малюнок\(\PageIndex{2}\): еквівалент змінного струму загального колекторного підсилювача.

По-перше, опір випромінювача змінного струму - це або резистор зміщення випромінювача\(R_E\), або паралельна комбінація\(R_E\) і опір навантаження,\(R_L\).\(r_E\) Ми будемо використовувати перший для того, щоб визначити ненавантажений коефіцієнт посилення, а другий для визначення завантаженого посилення, подібно до того, що ми зробили із загальним підсилювачем випромінювача щодо\(R_C\) і\(R_L\). Базовий опір змінного струму\(r_B\), як правило, зводиться до базового зміщення резистора так само, як ми бачили із загальним підсилювачем випромінювача (\(R_B\)у зміщенні випромінювача з двома джерелами або\(R_1 || R_2\) для зміщення дільника напруги).

7.4.1: Посилення напруги

Похідний для рівняння посилення напруги послідовника емітера подібний до показаного для загального підсилювача випромінювача. Почнемо з основного визначення посилення напруги, а потім розширюємо за допомогою закону Ома.

\[A_v = \frac{v_{out}}{v_{i n}} = \frac{v_E}{v_B} \\ A_v = \frac{i_C r_E}{i_C (r'_e+r_E )} \\ A_v = \frac{r_E}{r'_e+r_E} \label{7.8} \]

Це рівняння дуже схоже на рівняння 7.3.1. Тут ми бачимо, що вихідний сигнал знаходиться у фазі зі входом і що якщо\(r_E \gg r'_e\), посилення наближається до одиниці. Спотворення сигналу, як правило, низьке у послідовників, оскільки посилення одного є бажаною метою.

7.4.2: Вхідний опір

Похідні для\(Z_{in}\) і\(Z_{in(base)}\) є незмінними порівняно із загальною конфігурацією випромінювача. Формули повторюються нижче для зручності.

\[Z_{in(base)} = \beta (r'_e + r_E) \nonumber \]

\[Zin = r_B || Z_{in(base)} \nonumber \]

7.4.3: Вихідний опір

Виведення загального вихідного імпедансу колектора значно варіюється від загального випромінювача. Ми будемо використовувати Figure\(\PageIndex{3}\) для аналізу.

По-перше, зверніть увагу, що ця схема розбиває опір випромінювача змінного струму на дві його складові,\(R_L\) і зміщення резистор\(R_E\). Це тому, що ми хочемо знайти ефективний опір джерела, який керує навантаженням, тому логічно ми не можемо включити навантаження в це значення. Починаємо з того, що озираємося назад в випромінювач з точки зору навантаження. Ми бачимо резистор зміщення випромінювача паралельно з тим, що імпеданс озирається назад в термінал випромінювача.

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Загальний аналіз вихідного імпедансу колектора.

\[Z_{out} = R_E || Z_{out(emitter)} \label{7.9} \]

\(Z_{out(emitter)}\)дорівнює\(r'_e\) послідовно з еквівалентним опором мережі над нею і зліва. Внутрішній опір джерела струму досить високий, щоб ігнорувати, тому ми залишаємося з еквівалентним опором, озираючись назад від бази. Ми назвемо це\(Z_{B(equivalent)}\). На перший погляд це може здатися паралельною комбінацією\(r_{gen}\) і\(r_B\), але це ігнорує вплив джерела струму колектора. Те, що ми дійсно хочемо, - це ефективний опір, як видно з точки зору\(r'_e\), а не як видно з базового терміналу.

\[Z_{out (emitter)} = r'_e+Z_{B( equivalent)} \label{7.10} \]

\[Z_{B(equivalent)} = \frac{v_B}{i_C} \\ Z_{B(equivalent)} = \frac{i_B (r_B || r_gen)}{ \beta i_B} \\ Z_{B(equivalent)} = \frac{r_B || r_{gen}}{ \beta } \label{7.11} \]

Поєднання рівнянь\ ref {7.9},\ ref {7.10} і\ ref {7.11} дає

\[Z_{out} = R_E || \left( r'_e + \frac{r_B || r_{gen}}{ \beta } \right) \label{7.12} \]

У багатьох випадках резистор зміщення випромінювача досить великий, щоб ігнорувати.

Приклад\(\PageIndex{1}\)

Для послідовника, показаного на малюнку\(\PageIndex{4}\), визначте вхідний опір, вихідний опір і напругу навантаження. Припустимо\( \beta = 100\) і\(V_{in} = 100\) мВ.

По-перше, знайдіть для\(I_C\) того, щоб знайти\(r'_e\). Якщо припустити розвантажений дільник,\(V_B\) буде дорівнює половині джерела живлення постійного струму, або 10 вольт. Ми втрачаємо 0,7 вольт через перехід база-випромінювач, залишаючи 9.3 вольта через 10 k\( \Omega \). Це призводить до струму колектора 930\(\mu\) А\(r'_e\) і 28\( \Omega \).

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{1}\).

Щоб знайти\(Z_{in}\)

\[Z_{i n(base)} = \beta (r'_e+r_E ) \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 100(28 \Omega +10 k \Omega || 500 \Omega ) \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 50.4 k \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n} = R_1 || R_2 || Z_{i n(base )} \nonumber \]

\[Z_{i n} = 22 k \Omega || 22k \Omega || 50.4 k \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n} = 9.03k \Omega \nonumber \]

Ця величина не особливо висока, якщо порівнювати з досить великим опором джерела в 1 к\( \Omega \). Тут буде певна втрата сигналу через ефект дільника напруги між двома імпедансами. А тепер за\(Z_{out}\)

\[Z_{out} = R_E || \left( r'_e + \frac{r_B || r_{gen}}{ \beta} \right) \nonumber \]

\[Z_{out} = 10 k \Omega || \left( 28 \Omega + \frac{22k \Omega || 22 k \Omega || 1k \Omega}{100} \right) \nonumber \]

\[Z_{out} = 37 \Omega \nonumber \]

Це значення набагато, набагато нижче, ніж все, що ми бачили із загальними підсилювачами випромінювачів. Тому ця схема може керувати набагато нижчими навантаженнями імпедансу з мінімальними втратами сигналу. Завантажений коефіцієнт посилення від бази до випромінювача

\[A_v = \frac{r_E}{r'_e+r_E} \nonumber \]

\[A_v = \frac{500 \Omega || 10 k \Omega}{28 \Omega +500 \Omega || 10 k \Omega} \nonumber \]

\[A_v = 0.9444 \nonumber \]

Як уже згадувалося, нам потрібно включити ефект імпедансу\( \Omega \) джерела 1 k. Це створить дільник напруги з вхідним опором.

\[A_{divider} = \frac{Z_{in}}{Z_{i n}+Z_{source}} \nonumber \]

\[A_{divider} = \frac{9.03 k \Omega}{9.03k \Omega +1 k \Omega} \nonumber \]

\[A_{divider} = 0.9 \nonumber \]

\[A_{v (system)} = A_v\times A_{divider} \nonumber \]

\[A_{v (system)} = 0.9444\times 0.9 \nonumber \]

\[A_{v (system)} = 0.85 \nonumber \]

Нарешті, добираємося до напруги навантаження.

\[V_{load} = A_{v (system)} \times V_{i n} \nonumber \]

\[V_{load} = 0.85\times 100mV \nonumber \]

\[V_{load} = 85mV \nonumber \]

На даний момент питання може бути: «Чому ми пішли на проблеми з побудовою цієї схеми, коли ми втратили 15% вхідного сигналу?» Що ж, розглянемо, що б вийшло без схеми. Якби ми підключили джерело безпосередньо до навантаження, отриманий дільник\( \Omega \) напруги 1\( \Omega \) к/500 знизив би напругу навантаження до 33 мВ. Ця схема запобігла цій втраті.

7.4.4: Джерело високого імпедансу: Гітарний пікап

У\(\PageIndex{1}\) прикладі джерело мав внутрішній імпеданс 1 k\( \Omega \), набагато вище, ніж ми могли б бачити з, скажімо, генератором лабораторних функцій (ймовірно, 50\( \Omega \)). Все може бути набагато гірше. Розглянемо пікап електрогітари. Робота пікапа полягає в перетворенні вібрацій гітарних струн в електричний сигнал, щоб його можна було посилити. Зазвичай вважається, що пікап - це якась форма мікрофона, але це не так ¹.

Гітарний пікап - це трохи більше, ніж магніт, оточений численними витками тонкого дроту, як показано на малюнку\(\PageIndex{5}\). Цей конкретний пікап призначений для бас-гітари, але конструкція схожа для всіх типів гітар та басів.

Малюнок\(\PageIndex{5}\): Електричний басовий пікап (кришка знята).

Ось як працює: Магніт створює поле навколо гітарних струн. Оскільки струни сталеві, їх небажання набагато менше, ніж навколишнє повітря, отже, вони спотворюють або згинають магнітне поле. Коли струна вищипується, поле рухається вперед-назад разом з нею. Коли поле рухається, лінії потоку розрізаються поперек дроту котушки, і ця дія індукує струм в провіднику відповідно до Закону індукції Фарадея. Цей струм потім подається на підсилювач.

Типовий гітарний пікап складається, можливо, з 5000 витків дуже тонкого дроту, 42 AWG є типовим. Мідний дріт 42 калібру має опір близько 1,6\( \Omega \) на фут, тому опір постійного струму котушки може бути більше 5 к\( \Omega \). Крім того, що багато витків дроту навколо магніту можуть виробляти дуже велику індуктивність, можливо, кілька Генрі, тобто послідовно з цим опором. Існує також розподілена ємність і ємність кабелю паралельно, що може бути вгору 1 нФ. В результаті виходить складний імпеданс з резонансними ефектами, області якого можуть становити десятки k\( \Omega \) за величиною. Що робить це більш складним, полягає в тому, що, оскільки імпеданс є функцією частоти, ефект дільника напруги з вхідним опором підсилювача також стає функцією частоти. Наприклад, збільшення імпедансу через\(X_L\) призведе до збільшення загасання з частотою. Це схоже на зменшення високих частот на підсилювачі. Взагалі, не дуже хороший результат. Як ми обмежуємо цей ефект? Простий. Робимо схему з дуже і дуже високим вхідним опором. Як нам це зробити? Ну, є кілька способів, включаючи використання польових транзисторів та операційних підсилювачів, але ми також можемо отримати високі вхідні опори за допомогою подвійної конфігурації BJT, яка називається парою Дарлінгтона.

7.4.5: Пара Дарлінгтона

Пару Дарлінгтона винайшов Сідні Дарлінгтон, американський інженер. Конфігурація призводить до з'єднання пристрою з дуже високою\( \beta \). Використовується належним чином, це може призвести до ланцюгів підсилювача з дуже високим вхідним опором. Пара Дарлінгтона показана на малюнку\(\PageIndex{6}\).

Малюнок\(\PageIndex{6}\): Пара Дарлінгтона.

Операція полягає в наступному. Базовий струм першого транзистора\(Q_1\), множиться на\( \beta \)\(Q_1\) результуючий струм\(Q_1\) емітера. Цей струм подається в базу другого транзистора\(Q_2\), де він множиться на\( \beta \)\(Q_2\) результуючий струм\(Q_2\) емітера. Якщо ставитися до пари як до єдиного пристрою, то\( \beta \) ефективна пара є\( \beta _1 \beta _2\). З огляду на типові значення для\( \beta \), складене значення може знаходитися в районі від 5000 до 10000. Функціональним недоліком цього розташування\(V_{BE}\) є те, що тепер подвоюється до 1,4 вольт (для кремнію), а ефективність\(r'_e\) пари також подвоюється. Ці проблеми незначні порівняно з перевагою величезного посилення струму, який можна отримати.

Суть при використанні пари Дарлінгтона полягає в тому, щоб ставитися до нього як до звичайного транзистора, за винятком того, що він має дуже великий\( \beta \)\(V_{BE}\) і обидва і\(r'_e\) подвоюються порівняно зі звичайними значеннями.

Приклад\(\PageIndex{2}\)

Визначте вихідну напругу для послідовника, показаного на малюнку\(\PageIndex{7}\). Припустимо, що вхід 100 мВ пік, а\( \beta \) для пари Дарлінгтона - 10,000.

Малюнок\(\PageIndex{7}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{2}\).

Перше, що може виглядати трохи дивно, принаймні в порівнянні з попередніми схемами зміщення, це те, що базовий зміщення резистор настільки більше, ніж резистор зміщення випромінювача. Зазвичай це призведе до нестабільної точки Q, але це не проблема тут. Тому що\( \beta \) настільки великий,\(R_B\) може бути набагато більше, ніж зазвичай, і ми все одно досягнемо хорошої стабільності. Насправді, ми все ще можемо використовувати наближення, що основа знаходиться на землі постійного струму. Це правда, аналіз протікає наступним чином

\[I_C = \frac{∣V_{EE} ∣−V_{BE}}{R_E} \nonumber \]

\[I_C = \frac{10 V−1.4 V}{3.3 k \Omega} \nonumber \]

\[I_C = 2.61mA \nonumber \]

\[r'_e = 2\times \frac{ 26mV}{I_C} \nonumber \]

\[r'_e = \frac{52 mV}{2.61mA} \nonumber \]

\[r'_e = 20 \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = \beta (r'_e+r_E ) \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 10,000(20 \Omega +3.3k \Omega || 150 \Omega ) \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 1.63M \Omega \nonumber \]

Ця величина знаходиться паралельно з базовим зміщувальним резистором, створюючи вхідний опір.

\[Z_{i n} = R_B || Z_{i n(base)} \nonumber \]

\[Z_{i n} = 220 k \Omega || 1.63M \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n} = 194 k \Omega \nonumber \]

Це набагато вище, ніж ми бачили в попередніх схемах. Завантажений коефіцієнт посилення від бази до випромінювача

\[A_v = \frac{r_E}{r'_e+r_E} \nonumber \]

\[A_v = \frac{150 \Omega || 3.3k \Omega}{20 \Omega +150 \Omega || 3.3k \Omega} \nonumber \]

\[A_v = 0.88 \nonumber \]

Тепер, щоб включити ефект 4.7 k\( \Omega \) джерела імпедансу. Це створить дільник напруги з вхідним опором, мінімальним, як виявляється.

\[A_{divider} = \frac{Z_{in}}{Z_{i n} + Z_{source}} \nonumber \]

\[A_{divider} = \frac{194 k \Omega}{ 194 k \Omega +4.7 k \Omega} \nonumber \]

\[A_{divider} = 0.976 \nonumber \]

\[A_{v (system)} = A_v\times A_{divider} \nonumber \]

\[A_{v (system)} = 0.88\times 0.976 \nonumber \]

\[A_{v (system)} = 0.86 \nonumber \]

Напруга навантаження дорівнює

\[V_{load} = A_{v (system)}\times V_{i n} \nonumber \]

\[V_{load} = 0.86\times 100mV \nonumber \]

\[V_{load} = 86mV \nonumber \]

Якби ми підключили джерело безпосередньо до навантаження,\( \Omega \) дільник 4.7\( \Omega \) k/150 розчавив би застосований сигнал у тінь колишнього розміру, залишивши нам лише 3 мВ.

Комп'ютерне моделювання

Щоб перевірити результати Example\(\PageIndex{2}\), ми проведемо перехідний аналіз. Схема введення показана на малюнку\(\PageIndex{8}\).

Малюнок\(\PageIndex{8}\): Схема моделювання для послідовника пари Дарлінгтона.

Цікавими тут будуть напруги у джерела, бази і навантаження. Оскільки вхідний імпеданс/дільник імпедансу джерела становив 0.976, ми очікуємо 97.6 мВ на вузлі 4. На виході, вузлі 6, ми очікуємо побачити наше остаточне обчислене значення 86 мВ. Вихідний графік моделювання показаний на рис\(\PageIndex{9}\). Моделювання погоджується.

Малюнок\(\PageIndex{9}\): Перехідний аналіз для послідовника пари Дарлінгтона.

7.4.6: Розгалужувач фаз

Фазовий спліттер являє собою комбінацію загального підсилювача емітера і загального колектора послідовника з використанням одного транзистора. Метою схеми є отримання двох версій вхідного сигналу: буферизована версія, ідентична входу, і перевернута версія, обидві хвилі мають однакову амплітуду. Схема використовується для систем драйвера диференціальної лінії. Така схема допомагає мінімізувати зовнішній шум і перешкоди, підхоплені кабелями зв'язку. Існують інші способи створення фазових розгалужувачів, включаючи використання диференціальних підсилювачів або операційних підсилювачів, але ця версія на основі BJT є мінімалістичним рішенням ². Базова схема показана на малюнку\(\PageIndex{10}\).

Малюнок\(\PageIndex{10}\): Простий розгалужувач фаз.

Для правильної роботи схема в значній мірі симетрична. Тобто,\(R_{L1} = R_{L2}\),\(R_E = R_C\), і\(C_C = C_E\). Таким чином, опори колектора змінного струму та випромінювача будуть рівні (\(r_C = r_E\)). Якщо ми потім подивимося на основні рівняння посилення, ми виявимо, що обидва навантаження отримають однакову величину посилення (трохи менше одиниці), хоча\(R_{L1}\) буде бачити сигнал інвертований.

\[A_v =− \frac{r_C}{r'_e+r_E} \text{ Common emitter amplifier} \nonumber \]

\[A_v = \frac{r_E}{r'_e+r_E} \text{ Common collector follower} \nonumber \]

Посилання

¹ Не вірите? Просто спробуйте кричати в один і слухати, що виходить з гітарного підсилювача.

² Докладніше про альтернативні методи див. Fiore, J, операційні підсилювачі та лінійні інтегральні схеми: теорія та застосування, інший вільний текст OER.