7.3: Загальний підсилювач випромінювача

Загальна конфігурація випромінювача знаходить широке застосування як підсилювач напруги загального призначення. Ми починаємо з базової схеми зміщення постійного струму, а потім додаємо кілька інших компонентів. Наприклад, зверніться до рис\(\PageIndex{1}\).

Малюнок\(\PageIndex{1}\): Загальний підсилювач випромінювача з використанням зміщення випромінювача з двома джерелами.

Цей підсилювач заснований на схемі зміщення випромінювача з двома постачанням. Помітними змінами є включення напруги вхідного сигналу\(V_{in}\), і навантаження,\(R_L\). Щоб ці компоненти не змінювали зміщення, ми ізолюємо вхід і навантаження за допомогою сполучних конденсаторів\(C_{in}\) і\(C_{out}\). Ці конденсатори будуть діяти як відкриває постійний струм, створюючи потрібну ізоляцію. Що стосується сигналу змінного струму, то ємності будуть обрані такі, що їх реакційні опори будуть набагато менше навколишніх резисторів на частоті входу. Отже, конденсатори будуть здаватися шортами і пропускати сигнал змінного струму через підсилювач.

Остаточна переробка передбачає емітерний резистор. Одиночний резистор мережі зміщення замінюється парою резисторів,\(R_E\) причому\(R_{SW}\), разом з байпасним конденсатором,\(C_E\). Для постійного струму конденсатор відкритий, а ефективний опір зміщення випромінювача є\(R_E + R_{SW}\). Для змінного струму конденсатор буде вести себе ідеально, як короткий, тому опір випромінювача змінного струму впаде просто\(R_{SW}\). Цей резистор називають заболоченим або емітерним дегенераційним резистором. Він використовується в першу чергу, щоб допомогти контролювати посилення напруги підсилювача.

Ми можемо використовувати нашу модель транзистора змінного струму разом з теоремою суперпозиції, щоб прийти до еквівалентної схеми змінного струму підсилювача, як показано на малюнку\(\PageIndex{2}\).

Малюнок\(\PageIndex{2}\): Еквівалент змінного струму загального підсилювача випромінювача.

По-перше, ми закорочували всі конденсатори. По-друге, ми замінили джерела постійного струму на їх ідеальний внутрішній опір (короткий), який розміщує ці точки на землі змінного струму. По-третє, ми поміняли транзистор для моделі. Нарешті, ми поєднали та/або перейменували опори там, де це необхідно. Оскільки це ланцюг змінного струму, ми використовуємо конвенцію нижнього регістру\(r\) для опору, щоб уникнути плутанини з опором постійного струму (які є верхнім регістр). Таким чином,\(r_E\) відбувається опір змінного струму від випромінювача до заземлення змінного струму. Це відповідає\(R_{SW}\) оригінальній схемі. Аналогічно\(r_C\) являє собою сумарний опір, що видно від колектора до заземлення змінного струму. У початковій схемі це відповідає\(R_C\) паралельно с\(R_L\). Якби ця схема була розвантажена, то\(r_C\) б просто дорівнювала\(R_C\). Нарешті,\(r_B\) відповідає,\(R_B\) але в зміщенні дільника напруги воно було б рівним\(R_1\) паралельно с\(R_2\).

7.3.1: Посилення напруги

Коефіцієнт посилення напруги\(A_v\),, визначається як відношення\(v_{out}\) до\(v_{in}\). Використовуючи закон Ома, знаходимо

\[A_v = \frac{v_{out}}{v_{i n}} = \frac{v_C}{v_B} \\ A_v = \frac{−i_C r_C}{i_C (r'_e+r_E ) } \\ A_v =− \frac{r_C}{r'_e+r_E} \label{7.4} \]

По-перше, негативний знак вказує на те, що цей підсилювач інвертує форму хвилі, зверху вниз. Для синусоїди це еквівалентно зміщенню фази на 180\(^{\circ}\). У деяких додатках це може бути серйозною проблемою, в інших - не так вже й багато. Якщо це проблема, її можна вирішити за допомогою другого інвертуючого підсилювача посилення послідовно з першим (інвертування інверсії).

Друге, що ми бачимо, це те, що коефіцієнт посилення трохи більше, ніж відношення опорів колектора до випромінювача. Тут відбувається розщеплення резистора емітера на дві частини. У рівнянні\(r_E\) - це заболочувальний резистор\(R_{SW}\). Чим більше заболочувальний резистор, тим нижче коефіцієнт посилення. Максимальний виграш буде досягнутий при\(R_{SW} = 0\). Тобто, коли випромінювач повністю обходить. Недостатньою стороною цього є те, що виграш тепер буде повністю залежати від\(r'_e\). Це збільшить спотворення. Причина полягає в тому\(R_{SW}\), що, будучи набагато більшим, ефективно «заболочує» варіації\(r'_e\) та зменшує спотворення. Чим більше\(R_{SW}\) по відношенню до\(r'_e\), тим більше зменшення спотворень, але з витратами знижується коефіцієнт посилення. Ось чому заболочений резистор ще називають резистором дегенерації емітера: він погіршує коефіцієнт посилення напруги.

7.3.2: Вхідний опір

Вхідний імпеданс\(Z_{in}\),, визначається як відношення\(v_{in}\) до\(i_{in}\). На малюнку 7.2.2 це дорівнює\(r_B\) паралельно з імпедансом, що дивиться в базову клему,\(Z_{in(base)}\). Використовуючи закон Ома, знаходимо

\[Z_{i n(base)} = \frac{v_B}{i_B} \\ Z_{i n(base)} = \frac{i_C (r'_e+r_E )}{i_B} \\ Z_{i n(base)} = \frac{i_C (r'_e+r_E )}{i_C / \beta} \\ Z_{i n(base)} = \beta (r'_e+r_E ) \label{7.5} \]

Тому

\[Z_{in} = r_B || Z_{in(base)} \label{7.6} \]

Ми бачимо, що обидва заболочування резистора і\( \beta \) грають певну роль у встановленні вхідного опору. Більші значення\(R_{SW}\) і\( \beta \) виробляють більші вхідні опори. Підсумовуючи, ми виявляємо, що, хоча заболочування зменшує посилення напруги, це зменшує спотворення та збільшує вхідний опір, останні два, як правило, бажані для підсилювача напруги. Не завалений підсилювач матиме найбільший коефіцієнт посилення, але буде страждати від найгірших спотворень і низького вхідного опору. Це класичний компроміс «якість проти кількості»: великий приріст низької якості проти скромного високої якості посилення ¹.

7.3.3: Вихідний опір

Вихідний\(Z_{out}\) імпеданс визначається як внутрішній імпеданс еквівалентного джерела, який приводить в рух навантаження. Якщо розташувати себе на навантаженні і озирнутися назад в підсилювач, показаний на малюнку 7.2.1,\(C_{out}\) в ідеалі\(V_{CC}\) замикається і знаходиться на землі змінного струму. Це залишає нас\(R_C\) паралельно з транзистором. Транзистор моделюється як джерело струму, і його ідеальний внутрішній опір наближається до нескінченності. Насправді ефективне значення, ймовірно\(r'_C\), знаходиться в районі 100 k\( \Omega \) або близько того, в залежності від струму зміщення. Ця паралельна комбінація включає вихідний опір джерела струму. Ми моделюємо цю схему як підсилювач напруги, щоб бути правильним, ми б перетворити джерело струму з паралельним внутрішнім опором у джерело напруги з послідовним внутрішнім опором. Однак ці значення опору ідентичні, і ми досягаємо

\[Z_{out} = r'_C || R_C \nonumber \]

У багатьох схемах\(R_C\) значно менше\(r'_C\), ніж, отже

\[Z_{out} \approx R_C \label{7.7} \]

Приклад\(\PageIndex{1}\)

Визначте вхідний і вихідний опір підсилювача, показані на малюнку\(\PageIndex{3}\). Також обчислити коефіцієнт посилення напруги. Припустимо\( \beta = 150\).

Малюнок\(\PageIndex{3}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{1}\).

По-перше, легкий біт. Визначити вихідний опір ми можемо шляхом огляду. Вона приблизно дорівнює\(R_C\), або 22 к\( \Omega \).

Для того щоб знайти\(Z_{in}\) і\(A_v\), нам потрібно буде визначитися\(r'_e\). Для отримання\(r'_e\) нам потрібно знайти\(I_C\). Використовуючи KVL навколо контуру базового випромінювача, якщо ми наблизимо базову напругу постійного струму до нуля, то вся подача випромінювача падає через опір випромінювача постійного струму, за винятком\(V_{BE}\).

\[I_C = \frac{∣V_{EE}∣−V_{BE}}{R_E+R_{SW}} \nonumber \]

\[I_C = \frac{5 V−0.7 V}{8.2 k \Omega +1.8 k \Omega} \nonumber \]

\[I_C = 0.43 mA \nonumber \]

\[r'_e = \frac{26mV}{I_C} \nonumber \]

\[r'_e = \frac{26mV}{0.43 mA} \nonumber \]

\[r'_e = 60.5 \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n−base} = \beta (r'_e+r_E ) \nonumber \]

\[Z_{i n−base} = 150(60.5 \Omega +1.8k \Omega ) \nonumber \]

\[Z_{i n−base} = 279 k \Omega \nonumber \]

Ця величина паралельно з базовим зміщувальним резистором створює вхідний опір.

\[Z_{i n} = R_B || Z_{i n(base)} \nonumber \]

\[Z_{i n} = 15k \Omega || 279 k \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n} = 14.2k \Omega \nonumber \]

По-перше, спосіб перший.

\[r_C = R_C || R_L \nonumber \]

\[r_C = 22 k \Omega || 33 k \Omega \nonumber \]

\[r_C = 13.2 k \Omega \nonumber \]

\[A_v =− \frac{r_C}{r'_e+r_E} \nonumber \]

\[A_v =− \frac{13.2 k \Omega}{ 60.5 \Omega +1.8 k \Omega} \nonumber \]

\[A_v =−7.1 \nonumber \]

А тепер метод два; спочатку вивантажений посилення, потім ефект дільника і, нарешті, складене посилення.

\[A_{v ( unloaded )} =− \frac{r_C}{r'_e+r_E} \nonumber \]

\[A_{v ( unloaded ) } =− \frac{22 k \Omega}{60.5 \Omega +1.8 k \Omega} \nonumber \]

\[A_{v ( unloaded )} =−11.82 \nonumber \]

\[A_{divider} = \frac{R_L}{R_L+R_C} \nonumber \]

\[A_{divider} = \frac{33 k \Omega}{33k \Omega +22k \Omega} \nonumber \]

\[A_{divider} = 0.6 \nonumber \]

\[A_v = A_{v (unloaded )} \times A_{divider} \nonumber \]

\[A_v =−11.82 \times 0.6 \nonumber \]

\[A_v =−7.1 \nonumber \]

Повторимо попередній приклад, використовуючи ту ж схему, але з однією зміною: емітерний резистор буде повністю обійти. Це покаже вплив, який має заболочування на посилення напруги та вхідний опір.

Приклад\(\PageIndex{2}\)

Визначте коефіцієнт посилення напруги і вхідний опір підсилювача, показаного на малюнку\(\PageIndex{4}\). Припустимо\( \beta = 150\).

Малюнок\(\PageIndex{4}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{2}\).

Еквівалент постійного струму цієї схеми ідентичний схемі, показаної на малюнку\(\PageIndex{3}\). В обох випадках опір випромінювача постійного струму становить 10 К\( \Omega \). Тому\(I_C\) і\(r'_e\) залишаються незмінними. Обхідний конденсатор замикає все це значення для еквівалента змінного струму, оскільки немає заболоченого резистора. Отже,\(r_E\) = 0. Ми можемо просто використовувати 0 для\(r_E\) в рівняннях раніше виведених.

Починаємо з вхідного опору.

\[Z_{i n−base} = \beta (r'_e+r_E ) \nonumber \]

\[Z_{i n−base} = 150(60.5 \Omega +0) \nonumber \]

\[Z_{i n−base} = 9075 \Omega \nonumber \]

Ця величина значно менше, ніж величина, отримана з заболоченого контуру. Продовжуючи,

\[Z_{i n} = R_B || Z_{i n(base)} \nonumber \]

\[Z_{i n} = 15k \Omega ∣∣ 9075 \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n} = 5654 \Omega \nonumber \]

\[A_v =− \frac{r_C}{r'_e+r_E} \nonumber \]

\[A_v =− \frac{13.2 k \Omega}{60.5 \Omega +0 } \nonumber \]

\[A_v =−218.2 \nonumber \]

Кінцевим результатом є вхідний опір менше половини заболоченого корпусу і посилення напруги понад 30 разів більше. Те, що ці розрахунки не показують, - це збільшення спотворень, яке буде створено цією зміною. Детальніше про це за мить.

Розглянемо дещо інше: дільник напруги зміщення підсилювача PNP.

Приклад\(\PageIndex{3}\)

Визначте вхідний опір і посилення напруги для схеми, показаної на малюнку\(\PageIndex{5}\). Також визначте,\(v_{load}\) якщо\(v_{in}\) = 20 мВ пік. Припустимо\( \beta = 100\).

Малюнок\(\PageIndex{5}\): Схема для прикладу\(\PageIndex{3}\).

Потрібно спочатку визначити,\(r'_e\) який означає, що нам потрібно знайти струм колектора. Якщо припустити злегка навантажений дільник, базова напруга буде приблизно 15 вольт, а випромінювач буде на 0,7 вольт вище, або 15,7 вольт. Це залишає 20 вольт - 15,7 вольт, або 4,3 вольта, через еквівалентний опір випромінювача постійного струму. Це 4,1\( \Omega \) к+200\( \Omega \), або 4,3 к\( \Omega \), що дає 1 мА для\(I_C\). Це дасть\(r'_e\) = 26\( \Omega \).

\[Z_{i n(base)} = \beta (r'_e+r_E ) \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 100(26 \Omega +200 \Omega ) \nonumber \]

\[Z_{i n(base)} = 22.6 k \Omega \nonumber \]

Ця величина знаходиться паралельно з дільником напруги зміщення резисторів, створюючи вхідний опір.

\[Z_{i n} = R_1 || R_2 || Z_{i n(base )} \nonumber \]

\[Z_{i n} = 15k \Omega || 5k \Omega || 22.6 k \Omega \nonumber \]

\[Z_{i n} = 3.22 k \Omega \nonumber \]

\[A_v =− \frac{r_C}{r'_e+r_E} \nonumber \]

\[A_v =− \frac{7.5k \Omega || 10 k \Omega}{26 \Omega +200 \Omega} \nonumber \]

\[A_v =−19 \nonumber \]

Нам також потрібно включити ефект імпедансу\( \Omega \) джерела 600. Це створить дільник напруги з вхідним опором.

\[A_{divider} = \frac{Z_{in}}{Z_{i n}+Z_{source}} \nonumber \]

\[A_{divider} = \frac{3.22 k \Omega}{3.22 k \Omega +600 \Omega} \nonumber \]

\[A_{divider} = 0.843 \nonumber \]

\[A_{v (system)} = A_v \times A_{divider} \nonumber \]

\[A_{v (system)} =−19 \times 0.843 \nonumber \]

\[A_{v (system)} =−16 \nonumber \]

Нарешті, добираємося до напруги навантаження.

\[V_{load} = A_{v (system)} \times V_{i n} \nonumber \]

\[V_{load} =−16 \times 20 mV \nonumber \]

\[V_{load} = 320mV \text{ peak, inverted} \nonumber \]

Якби ми оглянули схему фігури\(\PageIndex{5}\) за допомогою прямого зв'язаного осцилографа, ми побачили б суперпозицію компонентів змінного та постійного струму. Іншими словами, ми побачимо, що сигнал змінного струму їде на зміщенні постійного струму. У деяких випадках сигнал змінного струму буде занадто малим, щоб помітити порівняно з частиною постійного струму. У належному масштабі він може бути не товщі, ніж сам слід. Для того, щоб точно виміряти його, нам доведеться з'єднати осцилограф змінного струму.

Напруги на джерелі та навантаженні були б просто змінним струмом, оскільки конденсатори муфти служать для блокування постійного струму. У базі ми мали б 15 вольт постійного струму з сигналом змінного струму, що їде поверх нього. AC буде 20 мВ вхідний раз вхідний імпеданс/дільник імпедансу джерела 0.843, або 16.86 мВ. Згадуючи, що\(I_C\) це 1 мА, падіння постійного струму через\(R_C\) повинно бути 7,5 вольт. Це, звичайно ж,\(V_C\). Тому на колекторі ми побачимо перевернутий сигнал 320 мВ, що їде на 7,5 вольт постійного струму.

Комп'ютерне моделювання

Для того, щоб отримати деяке уявлення про проблему заболочування проти спотворення, ми розглянемо більш залучене моделювання схеми. Це буде повторювати приклади,\(\PageIndex{1}\) і\(\PageIndex{2}\) в тому, що ми будемо імітувати дві ланцюги з однаковими еквівалентами постійного струму. Єдиною зміною ланцюга буде те, що одна версія буде мати повністю обхідний випромінювач, а інша версія буде використовувати заболочений резистор. Для того, щоб зберегти порівняння справедливим, ми збільшимо напругу вхідного сигналу нижнього підсилювача посилення, щоб обидві версії мали подібну напругу навантаження. Таким чином ми гарантуємо, що вони обидва використовують подібний відсоток кривої з'єднання.

Незавалена схема показана на малюнку\(\PageIndex{6}\). Це використовує прямий зміщення випромінювача з двома постачанням.

Малюнок\(\PageIndex{6}\): Незаболочений підсилювач CE в тренажері.

Швидка оцінка «back-of-an-envelope» дає\(I_C \approx 2\) мА, поступаючись\(r'_e \approx 13 \Omega \). Навантаження буде близько 3 k\( \Omega \), що дає посилення в низьких 200s. Таким чином, ми очікуємо, що напруга навантаження буде близько 2 вольт.

Графік перехідного аналізу зображений на малюнку\(\PageIndex{7}\). Показано кілька слідів.

Малюнок\(\PageIndex{7}\): Незаболочений підсилювач CE, Перехідний аналіз.

У цій шкалі сигнал змінного струму на вході (вузол 4, фіолетовий) і базі (вузол 2, аква) не видно. Як і очікувалося, ми бачимо невелике негативне значення постійного струму біля основи та на випромінювачі, близько −0,7 В постійного струму. Зсув постійного струму на колекторі становить близько 8 вольт, як і очікувалося. Нарешті, напруга навантаження (вузол 5, синій) сидить прямо біля 2 вольт.

Те, що може бути не видно відразу на графіку напруги навантаження, - це деяке спотворення асиметрії форми хвилі. Це можна кількісно оцінити за допомогою моделювання THD, вихід якого показаний на малюнку\(\PageIndex{8}\). THD становить майже 8%. Не так вже й добре.

Малюнок\(\PageIndex{8}\): Не заболочений підсилювач CE, аналіз THD.

Для другого проходу схема модифікується, щоб включити заболочувальний резистор, як показано на малюнку\(\PageIndex{9}\). Оригінальний резистор\( \Omega \) емітера 4.7 k був розділений на 4.5 k\( \Omega \) і 200\( \Omega \) заболочування резистор. Ухил в цій схемі ідентичний першому, тому\(r'_e\) незмінний. Це знизить наш очікуваний виграш приблизно до 13, зменшившись у 15 разів. Вхідний сигнал піднімається на коефіцієнт 15, щоб компенсувати так, що наша напруга навантаження все одно буде близько 2 вольт.

Малюнок\(\PageIndex{9}\): Заболочений підсилювач CE в тренажері

Ще раз запускаємо перехідний аналіз. Результати наведені на рис\(\PageIndex{10}\). У цьому випадку ми зробили дещо інше. Збільшивши масштаб, тепер ми можемо підтвердити інверсію сигналу. Вхідний сигнал - фіолетовий слід на вузлі 4. Ми також можемо побачити цей сигнал біля основи, їдучи на невеликій негативній напрузі зміщення постійного струму (аква трас, вузол 2). Зсув постійного струму становить близько −0,1 вольт. Дивлячись на випромінювач, ми бачимо, що очікуване падіння базового випромінювача на 0,7 вольт постійного струму нижче цього, або приблизно −0,8 вольт постійного струму. Зверніть увагу, що немає сигналу змінного струму на випромінювачі взагалі. Це очікується, оскільки обхідний конденсатор випромінювача змушує цю точку на землю змінного струму.

Напруга навантаження - синій слід, вузол 5. Хоча значна частина цього не видно на цьому рівні масштабування, очевидно, що це перевернута форма хвилі порівняно з вхідним сигналом.

Малюнок\(\PageIndex{10}\): Заболочений підсилювач CE, перехідний аналіз.

А як щодо спотворення напруги навантаження? Проводиться моделювання THD на заболоченому підсилювачі з результатами, показаними на рис\(\PageIndex{11}\). THD зараз знаходиться під .6%, що є значним поліпшенням, навіть якщо не аудіофільської якості. Цікаво, що як коефіцієнт зменшення спотворень приблизно дорівнює зменшенню коефіцієнта посилення. Чим більше ви здаєтеся, тим більше отримуєте.

Малюнок\(\PageIndex{11}\): Заболочений підсилювач CE, аналіз THD.

Нарешті, зміну якості сигналу можна легко побачити, будуючи одночасно обидві напруги навантаження, як показано на малюнку\(\PageIndex{12}\). Незаболочений вихід (синім кольором) демонструє виразну асиметрію. Зверніть увагу, що позитивний пік не зовсім досягає 2 вольт, але негативний пік перевищує −2 вольт. Позитивний пік також розширюється і сплющений, тоді як негативний пік гостріший. На відміну від цього, заболочений вихід (червоним кольором) має практично однакові позитивні та негативні пікові значення без видимих змін форми на них. Порівняйте це моделювання з обговоренням спотворення форми хвилі з глави 6. Зокрема, порівняйте рисунок\(\PageIndex{12}\) з малюнком 6.3.4.

Малюнок\(\PageIndex{12}\): Заболочені проти незаболочених підсилювачів CE, Перехідний аналіз.

7.3.4: Байпас живлення та розв'язка

У попередніх аналізах ми припускали ідеальну поведінку від джерел живлення постійного струму. По-перше, ми припустили, що вони представляють ідеальне заземлення змінного струму, а по-друге, що вони не демонструють пульсацій або шуму. Насправді це може бути не так, і неідеальна поведінка може призвести до ряду проблем, які знижують якість посиленого вихідного сигналу, включаючи гул і коливання.

Для боротьби з першим питанням можуть бути використані байпасні конденсатори блоку живлення. Ці конденсатори зазвичай скромні за розміром, можливо, 1\(\mu\) F або близько того, хоча вони можуть бути набагато більшими, особливо з підсилювачами високої вихідної потужності. Обхідні конденсатори блоку живлення розташовані фізично близько до активних пристроїв. Це місце мінімізує резистивні та індуктивні ефекти слідів плати живлення та проводки, які можуть призвести до того, що джерело живлення не є хорошим заземленням змінного струму.

Друге питання передбачає шум і пульсації від джерела живлення, які знаходять свій шлях у вхідний сигнал і стають частиною вихідного сигналу. Класичним прикладом цього є підсилювачі, які використовують зміщення дільника напруги, такі як показано на малюнку\(\PageIndex{5}\). Дільник не тільки створює необхідний потенціал постійного струму на базовому терміналі, але він також з'єднується з будь-яким шумом або пульсаціями, які можуть їздити на постійній напрузі. Це особливо неприємно, оскільки цей небажаний сигнал застосовується до бази, де він буде посилюватися.

Очевидним рішенням цієї проблеми є створення дуже якісного, регульованого джерела живлення постійного струму, але це не завжди практично з огляду на обмеження витрат. Відносно простим рішенням є роз'єднання небажаних компонентів змінного струму через\(RC\) мережу, як показано на малюнку\(\PageIndex{13}\).

Малюнок\(\PageIndex{13}\): Розв'язаний дільник напруги.

Конденсатор\(C_D\) використовується для створення заземлення змінного струму на переході дільника, таким чином шунтуючи будь-який шум або пульсацію на землю. На жаль, це також закоротить вхідний сигнал, тому\(R_3\) додається, щоб запобігти цьому. \(R_3\)паралельно з\(Z_{in(base)}\) для створення вхідного імпедансу.

Посилання

¹ Очевидне питання: «Як ми отримуємо як високий коефіцієнт посилення, так і низьке спотворення?» Однією з відповідей є використання декількох ступенів низького посилення в каскаді.

² Чи є «забави» справжнім словом? Це якщо ми всі згодні, що це так. Крім того, якби це було уявне слово, ми б називали його «\(j\)funsies».